Радиовещательный приёмник

Федеральное агентство по образованию
ГОУ ВПО «Уральский государственный технический университет – УПИ»
Радиотехнический институт – РТФ
Кафедра «Радиоэлектроника информационных систем»
Оценка работы ________________
Члены комиссии _______________
_______________
РАДИОВЕЩАТЕЛЬНЫЙ ПРИЁМНИК
КУРСОВОЙ ПРОЕКТ
ПОЯСНИТЕЛЬНАЯ ЗАПИСКА
Подпись
Дата
Ф.И.О.
Преподаватель:___________________________________________ Никитин Н.П.
Студент:
Группа
Номер зачётной книжки
Екатеринбург 2010
ОГЛАВЛЕНИЕ
ИСХОДНЫЕ ДАННЫЕ НА ВЫПОЛНЕНИЕ КУРСОВОГО ПРОЕКТА ...................... 2
1.ЭСКИЗНОЕ ПРОЕКТИРОВАНИЕ.................................................................................. 3
1.1.Выбор и обоснование структурной схемы приемника. ............................................. 3
1.2.Определение числа поддиапазонов................................................................................... 3
1.3.Расчет сквозной полосы пропускания приемника ....................................................... 4
1.4.Выбор структуры преселектора и числа преобразований частоты ....................... 4
1.5. Определение избирательной системы тракта промежуточной частоты ............ 6
1.6. Выбор электронных приборов для высокочастотного тракта ............................... 6
1.7. Выбор первых каскадов приемника ................................................................................. 7
1.8. Распределение усиления между трактами радиоприемника ................................. 8
1.9. Оценка динамического диапазона приемника ............................................................. 8
1.10. Выбор регулировок приемника ....................................................................................... 9
1.11. Выбор тракта усиления низкой частоты .................................................................... 10
2. РАБОЧЕЕ (ЭЛЕКТРИЧЕСКОЕ) ПРОЕКТИРОВАНИЕ РАДИОПРИЕМНИКА .... 10
2.1. Расчет параметров электронных приборов ................................................................. 10
2.2. Расчет входных цепей ......................................................................................................... 13
2.3. Расчет смесителя ................................................................................................................... 15
2.4. Расчет гетеродина ................................................................................................................. 18
2.4.1. Сопряжение настроек. ..................................................................................................... 19
2.4.2. Энергетический расчёт гетеродина. ........................................................................... 20
2.4.3. Расчёт колебательной системы. ................................................................................... 22
2.5. Расчет усилителя промежуточной частоты................................................................. 22
2.4.1. Расчет выходного слабоизбирательного каскада. ................................................. 23
2.4.2. Расчет апериодического каскада. ................................................................................ 25
2.6. Расчет амплитудного детектора ...................................................................................... 28
ЗАКЛЮЧЕНИЕ................................................................................................................... 30
ПЕРЕЧЕНЬ ИСПОЛЬЗОВАННОЙ ЛИТЕРАТУРЫ ....................................................... 31
ПРИЛОЖЕНИЕ 1. .......................................... ERROR! BOOKMARK NOT DEFINED.
1
ИСХОДНЫЕ ДАННЫЕ НА ВЫПОЛНЕНИЕ КУРСОВОГО ПРОЕКТА
Номер варианта
Диапазон принимаемых частот, МГц
Чувствительность, мкВ
Ослабление зеркального канала, дБ
Ослабление соседнего канала, дБ
Ослабление помехи на промежуточной
частоте, дБ
Ширина спектра принимаемого
сигнала, кГц
Эффективность АРУ, дБ
Диапазон рабочих температур
от 20о до +40о
2
1.ЭСКИЗНОЕ ПРОЕКТИРОВАНИЕ.
1.1.Выбор и обоснование структурной схемы приемника.
Современные радиовещательные приёмники как правило строят по супергетеродинной схеме с однократным преобразованием частоты. В диапазоне средних волн
(СВ) широко используются встроенные магнитные антенны. Их достоинствами
являются малые габариты, более высокая помехозащищённость по отношению к
индустриальным помехам и возможность применения пространственной селекции.
Структурная схема проектируемого приёмника изображена на рисунке 1.
Рис.1.
МА – магнитная антенна, УРЧ – усилитель радиочастоты, ПрС – преселектор, См –
смеситель, Г – гетеродин, УПЧ – усилитель промежуточной частоты, Д – детектор,
УНЧ – усилитель низких частот, АРУ – автоматическая регулировка усиления.
В преселекторе может отсутствовать усилитель радиочастоты. Введение УРЧ
позволяет улучшить реальную чувствительность и избирательность по побочным
каналам приема, но может уменьшить динамический диапазон приемника из-за
перегрузки смесителя. Наличие или отсутствие усилителя радиочастоты будет
определяется в дальнейших расчётах.
1.2.Определение числа поддиапазонов.
Для настройки контуров в приёмниках средних волн используется, как правило,
один диапазон. Найдём коэффициент перекрытия диапазона.
kд 
f max
1, 6


f min 0,52
Для настройки контуров входной цепи и гетеродина применим конденсатор переменной ёмкости с твёрдым диэлектриком, для уменьшения габаритов конденсаторных блоков. Выберем конденсатор КПЕ-5. Ск min = 5 пФ, Ск max = 240 пФ.
3
1.3.Расчет сквозной полосы пропускания приемника
Полоса пропускания высокочастотного тракта приемника П определяется шириной
спектра сигналов f C и нестабильностью частот настройки узлов приемопередающего тракта f Н .
П  f C  2f Н
В приёмниках средних волн применяется двухполосная амплитудная модуляция
(АМ). В этом случае ширина спектра сигнала определяется только значением верхней частоты модуляции Fв.
f c  2Fâ
По заданному значению ширины спектра принимаемого сигнала можно найти
верхнюю частоту модулирующего сигнала.
f
7
Fâ  c   3,5 êÃö
2
2
Полоса пропускания высокочастотного тракта равна
Ï  1,1  f c  1,1  7  7,7 êÃö
1.4.Выбор структуры преселектора и числа преобразований частоты
Преселектор супергетеродинного приемника обеспечивает заданную избирательность по побочным каналам приема, в первую очередь по зеркальному каналу и
каналу прямого прохождения. Для нахождения частот этих каналов необходимо
выбрать значение промежуточной частоты приёмника. Примем значение нагруженной добротности контура магнитной антенны, который будет являться одновременно
и контуром преселектора, равной
Q ý  50
Оценим параметр a для одноконтурной входной цепи при значении избирательности по зеркальному каналу зк (дБ) = 20 дБ или зк = 10.
Избирательность в относительных единицах (разах):
 çê 2  1
10 2  1
a

 0,2
Qý
50
Нижняя граница для значения промежуточной частоты.
f п min
f
 max
2
2
a2

a2



 

a

 2

2 



Принимаем стандартное значение промежуточной частоты fп = 465 кГц, что выше
нижней границы 84 кГц. Таким образом, в проектируемом приёмнике применяем
однократное преобразование частоты и преселектор с одиночным контуром.
Оценим избирательность по зеркальному каналу. Для этого найдём значения частот
зеркальных каналов.
Частота зеркального канала на нижней частоте настройки приёмника.
f çê1  f min  2  f ï  520  2  465  1450 êÃö
Избирательность:
4

 f
f
 зк1  20  lg  1  Qэ 2   зк1  min



 f min f зк1





2





Частоты зеркальных каналов на верхней частоте настройки приёмника.
f çê 2  f max  2  f ï  1600  2  465  2530 êÃö
f çê3  f max  2  f ï  1600  2  465  670 êÃö
Избирательность:


 зк 2  20  lg  1  Qэ 2  







 зк 3  20  lg  1  Qэ 2  





f зк 2 f max

f max f зк 2
f зк 3 f max

f max f зк 3





2
 
 
 
 




2
Таким образом, одноконтурная входная цепь с нагруженной добротностью Qэ = 50
обеспечивает избирательность не хуже заданной зк (дБ) = 20 дБ на всём диапазоне
настройки приёмника.
Оценим избирательности по каналу прямого прохождения. Требуемое значение
избирательности пп (дБ) = 26 дБ.
На нижней частоте настройки приёмника
 пп
2 

 fп
f min  
2

 20  lg 1  Qэ  

 

 f min
f п  




На верхней частоте настройки приёмника
 пп

 f
f
 20  lg  1  Qэ 2   п  max

 f max
fп







2





Расчёты показали, что на нижней частоте настройки требуемая избирательность по
каналу прямого прохождения не обеспечивается. Необходимо либо увеличить добротность контура, либо применить двухконтурную входную цепь. Добротность
контура, при которой обеспечивается избирательности пп (дБ) = 26 дБ:
Q ý  90
2

520  
2  465

ïï  20  lg 1  90  

  26 äÁ

 520 465  


При этом полоса пропускания приёмника на нижней частоте настройки
f
520
Ï  min 
 5,8 êÃö
Qý
90
Таким образом увеличивать нагруженную добротность нельзя, так как при этом
полоса пропускания приёмника будет уже требуемой величины 7,7 кГц.
5
Применение двухконтурной входной цепи нерационально ввиду усложнения схемы
и настройки приёмника. Кроме того, требуемая избирательность обеспечивается на
большей части диапазона от 570 кГц до 1600 кГц.
2

570  
2  465

 ïï  20  lg 1  50  

  26,3 äÁ

 570 465  


Окончательно принимаем избирательность по каналу прямого прохождения не
хуже пп (дБ) = 21 дБ.
1.5. Определение избирательной системы тракта промежуточной частоты
Избирательная система тракта промежуточной частоты определяет его полосу
пропускания и избирательность по соседнему каналу. Применим ФСС - фильтр
сосредоточенной селекции. В качестве ФСС используем пьезоэлектрический фильтр
ФП1П-026 с параметрами.
Параметры
фильтра
fП, кГц
F , кГц
 C , дБ
 ПП , дБ
RВХ , кОм
RВЫХ , кОм
Тип фильтра
ФП1П-026
465  2
8,5  2
26
9,5
2
2
где fП – частота настройки фильтра, F – полоса пропускания,  C – затухание
за пределами полосы пропускания,  ПП – затухание в полосе пропускания, RВХ и
RВЫХ – входное и выходное сопротивления фильтра.
Фильтр обеспечивает полосу пропускания 8,5 кГц при необходимой минимальной
7,7 кГц, затухание за пределами полосы пропускания с (дБ) = 26 дБ при требуемом
значении 20 дБ. Таким образом, избирательность приёмника по соседнему каналу
получили не хуже с (дБ) = 26 дБ.
1.6. Выбор электронных приборов для высокочастотного тракта
В качестве активного элемента для построения схем усилителей радиочастоты,
промежуточной частоты, а также смесителя и гетеродина используем транзистор
КТ3102Д, который имеет следующие основные характеристики.
Статический коэффициент передачи тока базы в схеме с ОЭ h21э = 200 – 500.
Граничная частота передачи тока в схеме с ОЭ fгр = 150 МГц.
Коэффициент шума Nтр = 4 дБ.
Ёмкость коллекторного перехода Cк = 6 пФ.
Постоянная времени цепи обратной связи ос = 100 пс.
6
Ток коллектора максимальный Iкmax = 100 мА.
Напряжение коллектор – эмиттер максимальное Uкэmax = 30 В.
Постоянная рассеиваемая мощность Pкmax = 250 мВт.
1.7. Выбор первых каскадов приемника
Первые каскады приемника в значительной степени определяют его чувствительность. Реальная чувствительность приемника определяется его коэффициентом
шума N. Допустимый коэффициент шума найдём по формуле
EA2
N ДОП 
4kT0 П ш RA 
где EA – чувствительность приёмника;
kTo = 4.10-21 Вт/Гц;
γ - допустимое отношение мощности сигнала к мощности шума на выходе
линейного тракта приемника.
RA - активное сопротивление антенны, Ом;
Пш - шумовая полоса, Гц
Чувствительность приёмника EA = 300 мкВ. Для вещательных приемников
γ = 1000 (30 дБ). Шумовая полоса
Ï ø  1,1  Ï  1,1  7,7  8,47 êÃö
Так как используется магнитная антенна, то под её активным сопротивлением
понимается резонансное сопротивление её колебательного контура. Резонансное
сопротивление найдём по формуле
R A  2    f  Lê  Qý
Индуктивность контура равна
2,53  10 4  k Ä 2  1
2,53  10 4  3,08 2  1
Lê 

 356 ìêÃí
2


1
,
6

240

5
f max  Cê max  Cê min 




R A  2    f  L ê  Q ý  2    0,52  10 6  356  10 6  50  5,8  10 4 Îì
R A  58 êÎì
Допустимый коэффициент шума


2
E 2A
300  10  6
N ÄÎÏ 

 11,5
4kT0 Ï ø R A  4  4  10  21  8,47  10 3  5,8  10 4  1000
Найдём коэффициент шума приёмника без использования УРЧ.
N
 1
1 
N
N СМ  УПЧ 
K P ВЦ 
К P СМ 
Коэффициент передачи по мощности входной цепи примем КPВЦ = 0,9.
Для выбранного транзистора КТ3102Д коэффициент шума равен Nтр(дБ) = 4 дБ
или Nтр = 2,5 (в разах).
N ñì  4  N òð  4  2,5  10
N óï÷  2  N òð  2  2,5  5
7
Коэффициент передачи по мощности смесителя КPСМ = 25.
N
 1  1 
1 
5  1
N
N ÑÌ  ÓÏ×

 10 
  11,2
K P ÂÖ 
Ê P ÑÌ  0,9 
25 
N  N ÄÎÏ
Условие обеспечения заданной реальной чувствительности выполняется. В применении усилителе радиочастоты нет необходимости.
Реальная чувствительность приёмника
E Að  4  k  To  Ï
ø
   N  R A  4  4  10  21  8,47  10 3  10 3  11,2  5,8  10 4  283 ìêÂ
1.8. Распределение усиления между трактами
радиоприемника
Общее усиление радиотракта определяется, с одной стороны, необходимым напряжением на входе детектора, а с другой – заданной чувствительностью приемника.
U ÂÕ. ÄÅÒ
K0  2 
2 EA
Напряжение на входе детектора примем равным
Uâõä  0,4 Â
Общее усиление радиотракта:
U ÂÕ. ÄÅÒ
0,4
K0  2 
 2
 1,9  10 3
6
2 EA
2  300  10
Линейность работы смесителя по входному сигналу обычно обеспечивается до
напряжений на входе U ВХ. CM  100 ...200 мкВ.
Коэффициент передачи преселектора равен:
U
K ÏÐ  K ÂÖ  1,5  ÂÕ. ÑÌ.max
2  EA
Напряжение на входе смесителя примем равным 100 мкВ.
100
K ÏÐ  1,5 
 0,35
2  300
Коэффициент передачи транзисторного смесителя примем равным Kсм = 5.
Коэффициент передачи УПЧ
K0
1.9  10 3
K ÓÏ× 

 1,1  10 3
K ÂÖ  K CM 0,35  5
1.9. Оценка динамического диапазона приемника
Динамический диапазон D – это выраженное в децибелах отношение уровня двух
равных по величине входных сигналов к уровню создаваемой ими комбинационной
помехи при условии равенства ее уровня уровню собственных шумов приемника.
D  23 ( AВХ  PШ.ВХ )
8
где AВХ — уровень полезного сигнала на входе, при котором на выходе уровень
комбинационной составляющей третьего порядка 2 f1  f 2 равен уровню полезного
сигнала на линейном продолжении амплитудной характеристики.
PШВХ – мощность шумов на входе приёмника.
АВХ = АВЫХ – G
где АВХ и АВЫХ имеют размерность дБм, а G – коэффициент передачи каскада (по
мощности), дБ.
Первым каскадом приёмника является смеситель. Его коэффициент передачи по
мощности в дБ
G  10  lg K P   10  lg 217   23 äÁ
Для смесителя на транзисторе AВЫХ = 3 дБм.
A ÂÕ  A ÂÛÕ  G  3  23  20 äÁì
Коэффициент шума смесителя NСМ = 10.
Полоса пропускания приёмника П = 7,7 кГц.
Мощность шума, приведенная к входу приемника
PØ.ÂÕ  174 (äÁì )  10  lg Ï  10  lg N  174  10  lg 7,7  10 3  lg 10  125 äÁì
где П – отношение полосы пропускания приемника к полосе 1 Гц.
Динамический диапазон
D  2 (A ÂÕ  PØ.ÂÕ )  2   20   125   70 äÁ
3
3


1.10. Выбор регулировок приемника
Автоматическая подстройка частоты гетеродина позволяет уменьшить до допустимой величины требуемую полосу пропускания УПЧ приемника, если абсолютное
значение нестабильности настроек велико. В области СВ вещательных диапазонов
величина нестабильности настроек ПНС оказывается небольшой, по сравнению с ПС,
и система АПЧ не требуется.
Система АРУ применяется для расширения динамического диапазона приемника
по основному каналу и как корректор мультипликативной помехи.
По заданию требуемая эффективность АРУ 35/10 дБ. Таким образом, диапазон
входных сигналов составляет A = 35 дБ, изменение напряжения на выходе допускается в пределах B = 10 дБ. Требуемое изменение коэффициента усиления приемника равно
(дБ) = 35 – 10 = 25 дБ
Режимная регулировка позволяет изменять коэффициент усиления одного транзисторного усилительного каскада на 20-26 дБ.
Полагая, что в качестве регулируемых каскадов в радиоприемнике используются
идентичные усилители промежуточной частоты, определяют требуемое число
каскадов
À  ÂäÁ  25  1
n ÀÐÓ 
25 äÁ
25
Таким образом, для реализации АРУ с требуемой эффективностью достаточно
использовать один регулируемый каскад УПЧ.
9
1.11. Выбор тракта усиления низкой частоты
В качестве усилителя мощности низкой частоты используем интегральную
микросхему К174УН4А. Конструктивно микросхема оформлена в корпусе типа
201.9 – 1. Типовая схема включения изображена на рисунке 2.
Основные электрические параметры.
Напряжение источника питания, Uип, В
9 ± 0,9
Потребляемый ток, Iпот, мА
≤ 10
Коэффициент усиления по напряжению, KУU
4 - 40
Коэффициент гармоник на частоте 1 кГц, KГ, %
2
Входное сопротивление, RВХ, кОм
≥ 10
Сопротивление нагрузки, RН, Ом
≥4
Мощность выходная номинальная, PВЫХ.Н, Вт
≤1
Рисунок 2.
2. РАБОЧЕЕ (ЭЛЕКТРИЧЕСКОЕ) ПРОЕКТИРОВАНИЕ РАДИОПРИЕМНИКА
2.1. Расчет параметров электронных приборов
На этапе эскизного проектирования в качестве электронного прибора был выбран
транзистор КТ3102Д. Используя основные параметры для данного транзистора,
определим его Y параметры и шумовые характеристики в схеме с ОЭ.
2.1.1. Расчёт на частоте fс = 1,6 МГц [1].
Среднее значение статического коэффициента передачи тока базы в схеме с ОЭ
h 21Ý  h 21Ý min  h 21Ý max  200  500  316
10
Ток эмиттера примем равным Iэ = 1 мА.
Активное сопротивление эмиттерного перехода
0,026 0,026
rÝ 

 26 Îì
IÝ
1  10  3
Активное сопротивление базы
2  îñ 2  100  10 12
rá 

 33,3 Îì
ÑÊ
6  10 12
Входное сопротивление транзистора в схеме с ОБ
r
33,3
h11Á  rÝ  á  26 
 26,1 Îì
h 21Ý
316
Граничная частота крутизны характеристики в схеме с ОЭ
h
26,1
f s  f ãð  11Á  150  10 6 
 1,2  108 Ãö
rá
33,3
f c 1.6  10 6

 0,014
f s 1,2  10 7
f c 1.6  10 6
 ãð 

 0.01
f ãð 150  10 6
Активная составляющая входной проводимости
1  h 21Ý   ãð   s
1  316  0,01  0,014
g11Ý 

 1,3  10  4 Ñì
2
2
316  26,1  1  0,014
h 21Ý  h11Á  1   s
Входная ёмкость
h 21Ý   ãð   s
316  0,01  0,014
C11Ý 

 4  10 11 Ô
2
6
2
2    1.6  10  316  26,1  1  0,014
2    f c  h 21Ý  h11Á  1   s
Активная составляющая выходной проводимости
2    f c  îñ   s 2    1.6  10 6  100  10 12  0,014
g 22 Ý 

 5,2  10  7 Ñì
2
2
26,1  1  0,014
h11Á  1   s
Выходная ёмкость
îñ
100  10 12
12
C 22 Ý  C Ê 

6

10

 9,8  10 12 Ô
2
2
26,1  1  0,014
h11Á  1   s
Модуль прямой взаимной проводимости
h 21Ý
316
Y21Ý 

 0,038 Ñì
2
2


316

1

26
,
1

1

0
,
014
h 21Ý  1  h11Á  1   s
Модуль обратной взаимной проводимости
Y12 Ý  2    f c  CK  2   1,6 10 6  6 10 12  6 10 5 Ñì
Устойчивый коэффициент усиления
Y21Ý
0,038
K óñò  0,45 
 0,45 
 11,3
Y12 Ý
6  10  5
s 
















Шумовое сопротивление транзистора
11
Rø 
20   î  I Ý
2
Y21Ý
h 21Ý
316
î 

 0,997
h 21Ý  1 316  1
Rø 
20  0,997  1  10 3
 13,7 Îì
0,038 2
2.1.2. Расчёт на промежуточной частоте fП = 465 кГц.
Ток эмиттера примем равным Iэ = 1 мА.
Активное сопротивление эмиттерного перехода
0,026 0,026
rÝ 

 26 Îì
IÝ
1  10  3
Активное сопротивление базы
2  îñ 2  100  10 12
rá 

 33,3 Îì
ÑÊ
6  10 12
Входное сопротивление транзистора в схеме с ОБ
r
33,3
h11Á  rÝ  á  26 
 26,1 Îì
h 21Ý
316
Граничная частота крутизны характеристики в схеме с ОЭ
h
26,1
f s  f ãð  11Á  150  10 6 
 1,2  108 Ãö
rá
33,3
fÏ
465  10 3

 0,004
f s 1,2  108
fÏ
465  10 3
 ãð 

 0.003
f ãð 150  10 6
Активная составляющая входной проводимости
1  h 21Ý   ãð   s
1  316  0,003  0,004
g11Ý 

 1,2  10  4 Ñì
2
2
316  26,1  1  0,004
h 21Ý  h11Á  1   s
Входная ёмкость
h 21Ý   ãð   s
316  0,003  0,004
C11Ý 

 4  10 11 Ô
2
3
2
2    465  10  316  26,1  1  0,004
2    f Ï  h 21Ý  h11Á  1   s
s 








Активная составляющая выходной проводимости
2    f Ï  îñ   s 2    465  10 3  100  10 12  0,004
g 22 Ý 

 4,4  10 8 Ñì
2
2
26,1  1  0,004
h11Á  1   s
Выходная ёмкость
îñ
100  10 12
12
C 22 Ý  C Ê 
 6  10 
 9,8  10 12 Ô
2
2
26,1  1  0,004
h11Á  1   s
Модуль прямой взаимной проводимости








12
Y21Ý 
h 21Ý
h 21Ý  1  h11Á 

316
316  1  26,1 
1  0,004 2
 0,038 Ñì
1  s
Модуль обратной взаимной проводимости
Y12 Ý  2    f Ï  CK  2    465  103  6  10 12  1.8  10 5 Ñì
Устойчивый коэффициент усиления
Y21Ý
0,038
K óñò  0,45 
 0,45 
 21
Y12 Ý
1.8  10  5
Шумовое сопротивление транзистора
20   î  I Ý 20  0,997  1  10 3
Rø 

 13,7 Îì
2
2
0
,
038
Y21Ý
2
Произведение относительной шумовой температуры входной проводимости транзистора на значение входной проводимости
t11  g11Ý  20  I Ý  1   î   rá  2    f Ï  C11Ý 


t11  g11Ý  20  1  10  3  1  0,997   33,3  2    465  10 3  4  10 11  6,4  10  5 Ñì
2.2. Расчет входных цепей
В рассчитываемом приёмнике используется магнитная ферритовая антенна,
конструктивно представляющая собой ферритовый стержень (сердечник), на
котором размещён каркас с намотанной на нём катушкой. Эта катушка вместе с
конденсатором переменной ёмкости образуют входную цепь приёмника. Таким
образом, ферритовая антенна выполняет одновременно функцию преселектора.
Данная антенна является настроенной. Настройка антенны, а значит и входной
цепи, осуществляется конденсатором переменной ёмкости её колебательного
контура. Расчёт элементов антенны будем производить по методике, изложенной в
/2/.
На этапе эскизного проектирования исходя из требуемого коэффициента перекрытия диапазона был выбран конденсатор переменной ёмкости КПЕ-5 с
Сmin =5 пФ, Сmax = 240 пФ.
Необходимая начальная ёмкость контура
C max  k ä 2  C min 240  3,08 2  5
Co 

 23 ïÔ
3,08 2  1
kä 2 1
Ёмкость дополнительного (подстроечного) конденсатора
Cï  Co  C M  C L
где CМ – ёмкость монтажа,
СL – собственная ёмкость катушки контура.
Примем CМ = 5 пФ, СL = 15 пФ.
C ï  23  5  15  3 ïÔ
Выбираем подстроечный керамический конденсатор КТ4-21 с номинальной
ёмкостью 1 – 5 пФ /4/.
Выбираем ферритовый сердечник. Для диапазона частот 0,2 – 5 МГц допустимая
величина начальной магнитной проницаемости o = 400 – 1000 (табл.4.1. /2/).
13
Выбираем феррит марки 400HH c o = 400. Из таблицы 4.2. /2/ выбираем сердечник
размерами: диаметр do = 8 мм, длиной l = 80 мм. Отношение длины стержня к
диаметру
l 80

 10
do 8
Значение действующей магнитной проницаемости находим в таблице 4.3. /2/.
Д = 63
Требуемая индуктивность контура
2,53  10 4  k Ä 2  1
2,53  10 4  3,08 2  1
Lê 

 356 ìêÃí
1,6  240  5
f max 2  Cê max  Cê min 
Количество витков контурной катушки
Lê
w
L  D   ä  m L  p L  q L
где Lк – индуктивность катушки в мкГн;
D – диаметр намотки, см;
D  1,1  d o  1,1  8  8,8 ìì
L’ – коэффициент формы катушки;
mL – коэффициент, зависящий от отношения длины намотки a к длине стержня l.
pL – коэффициент, учитывающий смещение центра катушки относительно
середины стержня.
По графикам на рис. 4.10. – 4.12. /2/ находим:
L’ = 0,001, mL = 0,38 при длине намотки a = 16 мм, pL = 0,9 при смещении катушки
относительно середины стержня x = 16 мм.
d
8
qL  o 
 0,91
D 8,8




Lê
356

 144
L  D   ä  m L  p L  q L
0,001  0,88  63  0,38  0,9  0,91
Требуемая индуктивность катушки связи при:
входном сопротивлении смесителя Rвх.см = 2 кОм;
собственном затухании контура do = 0,01;
эквивалентном затухании контура (исходя из добротности Qэ = 50) dэ = 0,02;
коэффициенте связи k = 0,8.
d  d o   R âõ.ñì 0,02  0,01  2000
L ñâ  ý

 9,6 ìêÃ
2    f min  k 2
2    0,52  0,8 2
Коэффициент трансформации
L ñâ
9,6
m

 0,16
Lê
356
Число витков катушки связи
w ñâ  w  m  144  0,16  24
Действующая высота антенны (с учётом действия входного контура) при длине
волны  = 577 м
w
14


2
5  8,8  10  3  144  63
hä 

 0,3 ì
  dý
577  0,02
Напряжённость поля, необходимая для создания напряжения на входе смесителя
Uвх.см = 50 мкВ.
U âõ .ñì 50  10 3
E

 1 ì / ì
m  h ä 0,16  0,3
5  D2  w  ä
2.3. Расчет смесителя
Смеситель преобразователя частоты приемника выполнен на биполярном транзисторе. Нагрузкой его является избирательная система, представляющая собой
пьезоэлектрический фильтр. Номинальное значение входного сопротивления этого
фильтра, как правило, значительно отличается от выходного сопротивления транзисторного каскада. Поэтому фильтр включим через широкополосный контур и
согласующий трансформатор. Малая критичность пьезоэлектрических фильтров к
изменению нагрузочных сопротивлений позволяет подключать их к базе следующего каскада непосредственно. Но в связи с тем, что первым после фильтра
следует регулируемый каскад УПЧ, для реализации схемы АРУ применим трансформаторную связь этого каскада с фильтром. Тем самым будет обеспечена развязка по переменному току схемы АРУ и входа транзисторного каскада.
Принципиальная схема смесителя изображена на рисунке 3.
Рис. 3.
Параметры транзистора в режиме преобразования /5/.
g11ï  0,8  g11  0,8  1,3  10 4  1.0  10 4 Ñì
Параметры g11
Y12 ï  0,3  Y12  0,3  6  10 5  1,8  10 5 Ñì
и Y12 взяты на частоте fс = 1,6 МГц.
g 22 ï  0,7  g 22  0,7  4.4  10 8  3.1  10 8 Ñì
15
Y21ï  0,5  Y21  0,5  0,038  0,019 Ñì
Параметры g22 и Y21 взяты на промежуточной частоте fп = 465 кГц.
Расчёт режима по постоянному току.
Примем:
напряжение источника питания равным Eп = 9 В,
напряжение коллектор-эмиттер транзистора Uкэ = 5 В,
ток коллектора Iк = 1 мА,
падение напряжения на резисторе эмиттерной стабилизации Uэ = 1 В.
Сопротивление резистора в цепи эмиттера
U
1
R Ý  Ý   1 êÎì
IÊ 1
Рассеиваемая мощность
P  I Ê 2  R Ý  12  1  1 ìÂò
Выбираем резистор С1-4-0,125 1 кОм.
I
1
Ток базы
IÁ  Ê 
 3,16  10  3 ìÀ
h 21Ý 316
Ток делителя
I Ä  20  I Á  20  3,16  10 3  0,06 ìÀ
Общий ток смесителя
I îáù  I Ê  I Ä  I Á  1  0,06  3,16  10 3  1,063 ìÀ
Сопротивление резистора развязывающего фильтра по питанию.
E  U ÊÝ  U Ý 9  5  1
RÔ  Ï

 2,8 êÎì
I îáù
1,063
Рассеиваемая мощность
P  I îáù 2  R Ô  1,063 2  2,8  3,2 ìÂò
Выбираем резистор С1-4-0,125 2,7 кОм.
Делитель в цепи базы
I  R Ý  U ÁÝ 1  1  0,7
R2  Ê

 28 êÎì
IÄ
0,06
Рассеиваемая мощность
P  I ä 2  R 2  0,06 2  28  0,1 ìÂò
Выбираем резистор С1-4-0,125 27 кОм.
R1 
E Ï  I îáù  R Ô  I Ä  R 2
IÄ  IÁ

9  1,063  2,8  0,06  28
0,06  3,16  10  3
 69 êÎì
P  I ä 2  R1  0,06 2  69  0,2 ìÂò
Рассеиваемая мощность
Выбираем резистор С1-4-0,125 68 кОм.
Ёмкость конденсатора развязывающего фильтра /2/
50
50
CÔ 

 5,4  10  9 Ô
3
3
2    f c. min  R Ô 2    520  10  2,8  10
Выбираем конденсатор К10-7 В 5,6 нФ.
Входная проводимость смесителя с учётом делителя
R1  R 2
69  10 3  28  10 3
g âõ 
 g11ï 
 1.0  10  4  1.6  10  4 Ñì
3
3
R1  R 2
69  10  28  10
Входное сопротивление смесителя
16
1
1

 6.4  10 3 Îì

4
g âõ 1.6  10
Ёмкость разделительного конденсатора /2/
500
500
Cð 

 2.4  10 11 Ô
3
3
2    f c. min  R âõ 2    520  10  6.4  10
Выбираем конденсатор К10-7 В 24 пФ.
Устойчивый коэффициент усиления
Y21ï
0,019
K óñò  0,45 
 0,45 
 14,6
Y12 ï
1,8  10  5
Расчёт колебательного контура смесителя и элементов связи с пьезоэлектрическим
фильтром будем производить по методике изложенной в /6/.
Полоса пропускания согласующего колебательного контура должна удовлетворять
условию
Ï ê  3  Ï ô  3  8,5  25,5 êÃö
где Пф = 8,5 кГц – полоса пропускания пьезоэлектрического фильтра.
Эквивалентное затухание контура
Ï
25,5
dý  ê 
 0,055
fï
465
R âõ 
Эквивалентная ёмкость контура
0,0003 0,0003
10
Cý 


6
,
5

10
Ô
fï
465  10 3
Ёмкость конденсатора контура
C ê  C ý  Ñ22 ï  Ñì  6,5  10 10  2,5  10 11  5  10 12  6,2  10 10 Ô
Выбираем конденсатор К10-7 В 620 пФ.
Индуктивность контурной катушки
1
1
Lê 

 1,8  10  4 Ãí
2
2
2
4    f ï  C ý 4   2  465  10 3  6,5  10 10
Конструктивное затухание контура d = 0,01.
Активная проводимость контура
g ê  2    f ï  d  C ý  2    465  10 3  0,01  6,5  10 10  1,9  10 5 Ñì
Коэффициенты включения


gê
1.9  10  5
m1 

 24.7
g 22 ï
3.1  10  8
Принимаем m1 = 1.
 0,055

d

m 2  g ê  R âõ.ô   ý  2   1,9  10  5  2  103  
 2   0,4
d

 0,01

где Rвх.ф = 2 кОм – входное сопротивление пьезоэлектрического фильтра.
Индуктивности катушек связи фильтра с контуром
17
2
2
m 
 0,4 
L ñâ  L ê   2   1,8  10  4  
  4,9  10  5 Ãí
 0,7 
 k ñâ 
Индуктивности катушек согласующего трансформатора
1,5  R âûõ .ô
1,5  2000
L1 

 4,2  10  3 Ãí
2
3
2
  465  10  0,7
  f ï  k ñâ
1,5
1,5
L2 

 1,7  10  3 Ãí
3

4
  f ï  g11   465  10  6,1  10
где Rвых.ф = 2 кОм – выходное сопротивление пьезоэлектрического фильтра;
kсв = 0,7 – коэффициент связи;
g11 = 6.4.10-4 – входная проводимость первого каскада УПЧ.
Резонансный коэффициент усиления каскада

K o  m1  m 2  10
Проверка на устойчивость
Lô
20
 Y21ï  R âõ.ô  1  0,4  10
Ko < Kуст

9, 5
20
 0,019  2000  4,6
4,6 < 14,6
2.4. Расчет гетеродина
Гетеродин приёмника формирует вспомогательное гармоническое напряжение,
необходимое для преобразования частоты. Простейшие гетеродины представляют
собой однокаскадные генераторы с самовозбуждением на транзисторе. Практическое применение находят генераторы с трансформаторной, автотрансформаторной и
емкостной обратной связью. В проектируемом приёмнике используем гетеродин с
автотрансформаторной обратной связью. Принципиальная схема гетеродина
изображена на рисунке 4.
Рис. 4.
18
2.4.1. Сопряжение настроек.
Для перестройки контуров входной цепи и гетеродина используется конденсатор
переменной ёмкости, состоящий из двух секций с одинаковыми значениями минимальной и максимальной ёмкостей. В связи с тем, что коэффициенты перекрытия
диапазонов этих контуров различны, необходимо произвести сопряжение их настроек. В противном случае значение промежуточной частоты будет изменяться при
перестройке в пределах диапазона.
При требуемом коэффициенте диапазона kд = 3,1 необходимо выполнить сопряжение настроек в трёх точках, которое реализуется при помощи дополнительных
конденсаторов сопряжения (параллельного и последовательного), включаемых в
контур гетеродина в соответствии с рисунком 5.
Рис. 5.
Расчёт будем производить по методике изложенной в /6/.
По номограммам на рисунке 8-2. /6/ находим параметр bf = 0,082 и осуществимую
погрешность сопряжения bc = 0,005. При одном контуре в радиотракте (входная
цепь) из таблицы 2-12 /6/ 1(1) = 1. Максимально допустимая относительная
погрешность сопряжения настроек
d
0,02
b ñ.äîï  0,5  ý  0,5 
 0,01
1
1
где dэ = 0,02 – эквивалентное затухание контура входной цепи.
bc  bc.äîï
Таким образом, погрешность сопряжения будет меньше допустимой.
Частоты точного сопряжения
f1  1  b f   f c. min  1  0,082   520  562,6 êÃö
f 2  f c. min  f ñ. max  520  1600  910 êÃö
f
1600
f 3  max 
 1480 êÃö
1  b f 1  0,082
По номограмме на рисунке 8-3 /6/ находим значение ёмкости последовательного
сопрягающего конденсатора Спосл = 250 пФ, а по номограмме на рисунке 8-4 /6/
суммарную параллельную ёмкость С = 30 пФ. Ёмкость параллельного сопрягающего конденсатора найдём, учтя ёмкости монтажа См = 5 пФ и собственную
ёмкость катушки контура СL = 5 пФ.
Cïàð  C  CM  CL  30  5  5  20 ïÔ
В качестве последовательного выбираем конденсатор К10-7 В 240 пФ, а в качестве
параллельного К10-7 В 20 пФ.
Индуктивность контурной катушки гетеродина
19
L êã 
Cïàð

 C ïîñë  L ê  2    f c. min 2  1
4   2  f c. min  f ï
2  C ïîñë


 Ñïàð  L ê  2    f c. min 2  1

240  20   10 12  356  10  6  2    520  10 3   1


2
2
6
12 
12
6
3 2

4    520  465   10  240  10   20  10  356  10  2    520  10   1
2


 2  10  4 Ãí
где Lк – индуктивность контура входной цепи.
2.4.2. Энергетический расчёт гетеродина.
Задаёмся фактором регенерации G = 3,5.
Находим коэффициент разложения косинусоидального импульса
1
1
1  
 0,286
G 3,5
Соответствующий угол отсечки коллекторного тока = 70o.
o() = 0,252, 1() = 0,436
Примем:
- ток коллектора равным Iко = 1,5 мА;
- активную составляющую генерируемой мощности PГ = 5 мВт;
- амплитуду напряжения, подводимую на смеситель UГ = 0,1 В;
- Сопротивление нагрузки гетеродина Rнг = 1 кОм.
Амплитуда первой гармоники коллекторного тока
I    1,5  0,436
I km1  ko 1 
 2,6 ìÀ
 o 
0,252
Напряжение на коллекторной нагрузке
2  PÃ 2  5  10 3
Uk 

 3,9 Â
I km1
2,6  10  3
Сопротивление нагрузки в коллекторной цепи автогенератора
U
3.9
Rk  k 
 1,5  10 3 Îì

3
I km1 2.6  10
Зададимся величиной коэффициента использования коллекторного напряжения,
для обеспечения недонапряжённого режима работы ,.
U
3,9
E êý  k 
 6,4 Â
 0,6
Крутизна статической проходной характеристики транзистора
h 21ý
316
So 

 0,058 À / Â
h 21ý   ò
316  0.026
33.3 
rá 
I ko
1,5  10  3
Коэффициент обратной связи
G
3,5
k ñâ 

 0,041
R ê  So 1,5  10 3  0,058
Напряжение обратной связи
20
U á  U k  k ñâ  3,9  0,041  0,16 Â
Постоянная составляющая тока базы
I
1,5
I áo  ko 
 4,7  10  3 ìÀ
h 21ý 316
Смещение на базе
E á  E áý  U á  cos( )  0,7  0,16  cos 70 o  0,65 Â
Резистор в цепи эмиттера, при падении напряжения на нём Eэ = 1 В
E
1
Rý  ý 
 665 Îì
I ko 1,5
Выбираем резистор С1-4-0,125 680 Ом.
Падение напряжения на резисторе развязывающего фильтра
E ô  E ï  E êý  E ý  9  6,4  1  1,6 Â
Ток делителя
I ä  20  Iáo  20  4,7  10 3  0,095 ìÀ
Сопротивление резистора развязывающего фильтра
Eô
1,6
Rô 

 1 êÎì
I ä  I ko 0,095  1,5  10  3
Выбираем резистор С1-4-0,125 1 кОм.
Сопротивления резисторов делителя в цепи базы
E  I ko  R ý 0,65  1,5  680
R2  á

 1,75  10 4 Îì

3
Iä
0,095  10
Выбираем резистор С1-4-0,125 18 кОм.
E ï  I ä  R 2  E ô 9  0,095  1,8  10 4  1,6
R1 

 6  10 4 Îì

3
Iä
0,095  10
Выбираем резистор С1-4-0,125 62 кОм.
Ёмкость блокировочного конденсатора в цепи эмиттера
500
500
10
Cý 


1
,
2

10
Ô
2    f c. min  f ï   R ý 2    520  465   10 3  680
Выбираем конденсатор К10-7 В 120 пФ.
 
Проводимость генератора со стороны базы с учётом делителя
R1  R 2
6,2  10 4  1,8  10 4
g âõ.ã 
 g11 
 1,3  10  4  2  10  4 Ñì
4
4
R1  R 2
6,2  10  1,8  10
Ёмкость разделительного конденсатора в цепи базы
500  g âõ .ã
500  2  10 4
Cð2 

 1,7  10  8 Ô
3
2    f c. min  f ï  2    520  465   10
Выбираем конденсатор К10-7 В 18 нФ.
Ёмкость разделительного конденсатора в цепи нагрузки генератора
500
500
C ð1 

 8  10  8 Ô
3
2    f c. min  f ï   R Í
2    520  465   10  1000
Выбираем конденсатор К10-7 В 82 нФ.
21
Ёмкость конденсатора развязывающего фильтра
50
50
Cô 

 8,1  10  9 Ô
3
2    f c. min  f ï   R ô 2    520  465   10  1000
Выбираем конденсатор К10-7 В 8,2 нФ.
2.4.3. Расчёт колебательной системы.
Производится по методике, изложенной в /2/.
Коэффициент передачи напряжения в нагрузку
U
0,1
kí  Ã 
 0,026
U k 3,9
Собственная проводимость контура (без учёта внесённой проводимости) про
добротности контура Qкг = 100.
1
1
go 

 2,9  10  6 Ñì
3

4
2    f ã.ñð  L êã  Qêã 2    1525  10  2  10  100
Коэффициент включения контура в цепь коллектора
mk 
go
2

2,9  10  6
1
k
1
 0,041  2  10
 k ñâ2  g âõ .ã  í
3
1
,
5

10
Rk
Rí
Коэффициент включения контура в цепь базы
m á  k ñâ  m k  0,041  0,07  0,003
Коэффициент включения контура в цепь нагрузки
m í  k í  m k  0,026  0,07  0,002
Полная эквивалентная проводимость на зажимах контура
mí 2
2
2
g ý  g o  m á  g âõ .ã  m k  g 22 

Rí
 2,9  10  6  0,003 2  2  10  4  0,07 2  5,2  10  7 
2
4
0,026

1000
 0,07
0,002 2
 2,88  10  6 Ñì
1000
Эквивалентная добротность контура
go
2.9  10 6
Q ýêã  Q êã 
 100 
 99.8
gý
2.88  10  6
Индуктивность катушки обратной связи
L îñ  L êã  m á  2  10 4  0.003  5  10 7 Ãí
Индуктивность катушки, включённой между коллектором и эмиттером
L êý  L êã  m ê  2  10 4  0,07  13  10 6 Ãí
Индуктивность катушки связи с нагрузкой
L í  L êã  m í  2  10 4  0,002  3,4  10 7 Ãí
2.5. Расчет усилителя промежуточной частоты
В усилителях промежуточной частоты с ФСС все каскады могут быть апериодическими или слабоизбирательными. Последний каскад, как правило, слабоизби22
рательный с трансформаторной связью, что обеспечивает согласование выходного
сопротивления УПЧ с входным сопротивлением детектора. Остальные каскады
выполняются апериодическими. Это позволяет осуществлять изменение их
коэффициентов усиления для реализации АРУ без влияния на результирующую
полосу пропускания усилителя. Оконечный каскад, нагруженный на детектор,
рассчитывается отдельно.
2.4.1. Расчет выходного слабоизбирательного каскада.
Принципиальная схема каскада изображена на рисунке 6.
Рис. 6.
Полоса пропускания каскада
Ï ñê  4  Ï  4  7,7  30,8 êÃö
где П – полоса пропускания приёмника.
Эквивалентное затухание контура
Ï
30,8
d ý  ñê 
 0,066
fï
465
Входное сопротивление детектора примем равным Rвх.д = 6,5 кОм.
Входная проводимость детектора gвх.д = 1/ Rвх.д = 1/6,5 = 0,15 мСм.
Параметры транзистора при токе коллектора Iк = 3 мА, f = fп = 465 кГц.
g11  3,6  10 4 Ñì , g 22  3,9  10 7 Ñì , Y21  0,114 Ñì , Y12  1,8  10 5 Ñì
Устойчивый коэффициент усиления
Y
0,114
Ê óñò  0,45  21  0,45 
 35,8
5
Y12
1,8  10
Предельный коэффициент усиления каскада
Y21
0,114
Ê î .ïðåä 

 7  10 3
2  g âõ .ä  g 22 2  1,5  10  4  3,9  10 
Ê î .ïðåä  Ê óñò
Для снижения коэффициента усиления к контуру подключить шунтирующий
резистор.
23
gø 1 
Y21  Y12
g âõ .ä
 g 22 
0,114  1,8  10 5
1,5  10
4
 3,9  10  7  0,013 Ñì
g 22  g 22  g ø 1  3,9 10 7  0,013  0,013 Ñì
Величина сопротивления шунтирующего резистора
1
1
Rø 

 77 Îì
g ø 1 0,013
Выбираем резистор С1-4-0,125 75 Ом.
Эквивалентная добротность контура
1
1
Qý 

 15,3
f ï  0,5  Ï ñê
465  0,5  30,8
465
fï


465
465  0,5  30,8
fï
f ï  0,5  Ï ñê
Ёмкость контура примем равной Ск = 500 пФ.
С учётом ёмкости монтажа См = 5 пФ и собственной ёмкости катушки СL = 10 пФ
выбираем конденсатор К10-7 В 470 пФ.
Индуктивность контура
1
1
Lê 

 2,3  10  4 Ãí
2
2
2
4    f ï  Ñê 4   2  465  10 3  470  10 12
Собственная проводимость контура при добротности Q = 100
1
1
go 

 1,4  10  5 Ñì
3

4
2    f ï  L ê  Q 4    465  10  2,3  10  100
Коэффициенты включения в контур транзистора и нагрузки


 1
1    f ï  Cê
1
1    465  103  470  10 12

m1  
  
 

 0.06


Q
Q
g
15
.
3
100
0
.
013


22
 ý

 1
1    f ï  Cê
1
1    465  10 3  470  10 12

m 2  
  
 

 0,51

4
Q
Q
g
15
.
3
100
1
,
5

10


âõ .ä
 ý

Индуктивность катушки связи при коэффициенте связи kсв = 0,8
L ê  m 22 2,3  10 4  0,06 2
L ñâ 

 9,5  10  5 Ãí
2
2
k ñâ
0,8
Эквивалентная проводимость контура
g ý  g22  m12  g âõ.ä  m22  g o  0,013  0,06 2  1,5  10 4  0,512  1,4  10 5  9,5  10 5 Ñì
Коэффициент усиления каскада
m m  Y
0,06  0,51  0,114
K o1  1 2 21 
 33,7
gý
9,5  10  5
Расчёт по постоянному току.
Примем:
напряжение коллектор-эмиттер транзистора Uкэ = 5 В,
ток коллектора Iк = 3 мА,
падение напряжения на резисторе эмиттерной стабилизации Uэ = 1 В.
Сопротивление резистора в цепи эмиттера
24
UÝ
1

 330 Îì
I Ê 3  10  3
Выбираем резистор С1-4-0,125 330 Ом.
I
3
Ток базы
IÁ  Ê 
 9,5  10  3 ìÀ
h 21Ý 316
RÝ 
Ток делителя
I Ä  20  I Á  20  9,5  10 3  0,19 ìÀ
Общий ток каскада
I îáù  I Ê  I Ä  I Á  3  0,19  9,5  10 3  3,2 ìÀ
Сопротивление резистора развязывающего фильтра по питанию.
E  U ÊÝ  U Ý 9  5  1
RÔ  Ï

 940 Îì
I îáù
3,2  10  3
Выбираем резистор С1-4-0,125 910 Ом.
Делитель в цепи базы
I  R Ý  U ÁÝ 3  0,33  0,7
R2  Ê

 9,0 êÎì
IÄ
0,19
Выбираем резистор С1-4-0,125 9,1 кОм.
R1 
E Ï  I îáù  R Ô  I Ä  R 2
IÄ  IÁ

9  3,2  0,94  0,19  9,1
0,19  9,5  10  3
 21,6 êÎì
Выбираем резистор С1-4-0,125 22 кОм.
Ёмкость конденсатора развязывающего фильтра /2/
50
50
CÔ 

 1,8  10  8 Ô
3
2    f ï  R Ô 2    465  10  910
Выбираем конденсатор К10-7 В 18 нФ.
Входная проводимость каскада с учётом делителя
R1  R 2
22  10 3  9,1  10 3
4
4
g âõ 
 g11 

3
,
6

10

5
,
2

10
Ñì
R1  R 2
22  10 3  9,1  10 3
Входное сопротивление смесителя
1
1
R âõ 

 1,9  10 3 Îì

4
g âõ 5,2  10
Ёмкость разделительного конденсатора /2/
500
500
Cð 

 8,9  10 8 Ô
3
3
2    f ï  R âõ 2    465  10  1,9  10
Выбираем конденсатор К10-7 В 91 нФ.
Ёмкость блокировочного конденсатора в цепи эмиттера
500
500
Cý 

 5,1  10  7 Ô
3
2    f ï  R ý 2    465  10  330
Выбираем конденсатор К10-7 В 510 нФ.
2.4.2. Расчет апериодического каскада.
Найдём требуемое количество апериодических каскадов.
25
Необходимый общий коэффициент усиления, определённый на этапе эскизного
проектирования УПЧ Kупч = 1100.
Коэффициент усиления оконечного каскада УПЧ Koси = 33,7.
Устойчивый коэффициент усиления Kуст = 35,8.
Требуемое число каскадов
lg K óï÷   lg K oñè  lg 1100   lg 33.7 
n

 0,97
lg K óñò
lg 35.8
Таким образом, для реализации необходимого коэффициента усиления УПЧ
достаточно одного апериодического каскада. Его коэффициент усиления должен
иметь величину
K óï÷ 1100
K oà 

 32,6
K oñè 33,7
Принципиальная схема каскада изображена на рисунке 7.
Рис. 7.
Примем
ток коллектора равным Iк = 3 мА;
напряжение коллектор-эмитттер Uкэ = 5 В.
Расчёт производится по методике, изложенной в /2/.
Падение напряжения на коллекторной нагрузке
U k  0,3  E ï  0,14  9  2.7 Â
Проводимость резистора коллекторной нагрузки
I k 3  10 3
gk 

 1,1  10  3 Ñì
Uk
2,7
Сопротивление резистора коллекторной нагрузки
1
1
Rk 

 909 Îì
g k 1,1  10  3
Выбираем резистор С1-4-0,125 910 Ом.
Коэффициент усиления каскада
26
Ê î .à 

Y21
2
g k  g âõ  g 22 
2
 2    f ï
  C 22  C11 
2
2

0,114

2  1,1  10
3
 5,2  10
4
 3,9  10
  2    465  10   1,7  10
7 2
3 2
11
 1,2  10

10 2

 34
Расчёт режима по постоянному току.
I
3
Ток базы транзистора
IÁ  Ê 
 9,5  10  3 ìÀ
h 21Ý 316
Ток делителя
I Ä  20  I Á  20  9,5  10 3  0,19 ìÀ
Общий ток каскада
I îáù  I Ê  I Ä  I Á  3  0,19  9,5  10 3  3,2 ìÀ
Сопротивление резистора развязывающего фильтра по питанию.
E  U ÊÝ  U ê 9  5  2,7
RÔ  ï

 400 Îì
I îáù
3,2  10  3
Выбираем резистор С1-4-0,125 390 Ом.
Делитель в цепи базы
U
0,7
R 2  ÁÝ 
 3,7 êÎì
IÄ
0,19
Выбираем резистор С1-4-0,125 3,6 кОм.
R1 
E Ï  I îáù  R Ô  I Ä  R 2
IÄ  IÁ

9  3,2  0,39  0,19  3,7
0,19  9,5  10  3
 35 êÎì
Выбираем резистор С1-4-0,125 36 кОм.
Ёмкость конденсатора развязывающего фильтра /2/
50
50
CÔ 

 4,2  10  8 Ô
3
2    f ï  R Ô 2    465  10  400
Выбираем конденсатор К10-7 В 43 нФ.
Входная проводимость каскада с учётом делителя
R1  R 2
35  10 3  3,7  10 3
g âõ 
 g11 
 3,6  10  4  6,6  10  4 Ñì
3
3
R1  R 2
35  10  3,7  10
Входное сопротивление смесителя
1
1
R âõ 

 1,5  10 3 Îì

4
g âõ 5,2  10
Ёмкость разделительного конденсатора /2/
500
500
7
Cð 


1
,
1

10
Ô
2    f ï  R âõ 2    465  10 3  1,5  10 3
Выбираем конденсатор К10У-5 0,1 мкФ.
27
2.6. Расчет амплитудного детектора
Исходные данные.
Амплитуда напряжения промежуточной частоты на входе детектора Uвх.д = 0,4 В.
Входное сопротивление УНЧ Rвх.унч = 10 кОм.
Входная ёмкость УНЧ Cвх.унч = 20 пФ.
Допустимые искажения, вносимые детектором в области нижних и верхних частот
Mн = 1,02, Mв = 1,02.
Нижняя частота модуляции Fн = 250 Гц.
Верхняя частота модуляции Fв = 3,5 кГц.
Коэффициенты модуляции: максимальный mмах = 0,8;
средний mср = 0,3.
Коэффициент включения детектора в контур УПЧ m2 = 0,51.
Эквивалентная проводимость контура УПЧ gэ = 9,5.10-5 См.
Расчёт производим по методике изложенной в /1/.
Принципиальная схема детектора изображена на рисунке 8.
Рис. 8.
Выбираем диод Д9Б с параметрами Uпр = 0,9 В, Iпр = 90 мА, Uобрmax = 10 В,
Iобр = 250 мкА, Ri = 10 Ом, Rобр = 4.10-5 Ом, СД = 1 пФ.
Допустимое входное сопротивление детектора
3  m 2 2 3  0,512
3
R âõ .ä 


8
,
2

10
Îì
gý
9,5  10  5
Общее сопротивление нагрузки детектора
2  R âõ .ä
2  8,2  10 3
Rí 

 1,7  10 4 Îì
3
R
1  3  âõ .ä 1  33  8,2  10
R îáð
4  10 5
Величины сопротивлений разделённой нагрузки
R
1,7  10 4
R2  í 
 8,5  103 Îì
2
2
R 1  R í  R 2  1,7  10 4  8,5  10 3  8,5  10 3 Îì
Выбираем в качестве R1 резистор С1-4-0,125 9,1 кОм;
в качестве R2 регулировочный резистор СП3-3бМ 10 кОм.
Общая ёмкость нагрузки
28
0,7
0,7

 1,8  10  9 Ô
3
4
2    Fâ  R í 2    3,5  10  1,7  10
Выбирается емкость первого конденсатора фильтра из условия С1 < Cн и
рассчитывается емкость второго конденсатора
C
1,8  10 9
C1  í 
 6,0  10 10 Ô
3
3
Выбираем конденсатор К10-7 В 62 нФ.
R í 2  C í  C1 
C2 
 C âõ .óí÷ 
R 22
Cí 
1,7  10   1,8  10

4 2
9
 6,0  10 10
  20  10
12
 4,8  10  9 Ô
8,5  10
Выбираем конденсатор SS-50-1 1 мкФ.
Ёмкость разделительного конденсатора
1
1
C3 

 3,2  10  7 Ô
2    Fí  R âõ .óí÷  M í2  1 2    250  1  10 4  1,02 2  1
Выбираем конденсатор К10-17 0,33 мкФ.
Коэффициент фильтрации напряжения промежуточной частоты фильтром
детектора
Ñä
1
kô 


Ñä  Ñ1 2    f ï  C âõ .óí÷  Ñ2  R 1
3

1  10 12
12
1  10  6  10
Угол отсечки тока
10

1

2    465  10  2  10
3

11
 4,8  10
9
 8,5  10
3
 1,3  10  5
3    Ri
3    10
3
 0,2
4
Rí
1,7  10
Коэффициент передачи детектора
k ä  cos  cos0.2  0,98
Коэффициент передачи детектора с учётом разделённой нагрузки
R 2  R âõ.óí÷
8,5  10 3  1  10 4
k ä  k ä 
 0,98 
 0,26
R 2  R âõ.óí÷  R í
8.5  10 3  1  10 4  1.7  10 4
Коэффициент частотных искажений в области верхних частот модуляции
Rí
1,7  10 4
Ro 

 10
4
Rí
1
,
7

10
1
1
Ri
10
3






M â  1  2    Fâ  C1  R o 2  1  2    3,5  10 3  6  10 10  10  1
Полученный коэффициент частотных искажений не превышает допустимого
значения Mв = 1,02.
Проверка условия безынерционности детектора для верхних частот модуляции при
коэффициенте модуляции 0,8.
2
29
1  m 2max
R í  Cí 
2    Fâ  m max
R í  C í  1,7  10 4  1,8  10 9  3,2  10 5 ñ
1  m 2max
1  0,82

 3,4  10  5 c
3
2    Fâ  m max 2    3,5  10  0,8
Условие безынерционности детектора для верхних частот модуляции выполняется.
Напряжение звуковой частоты на входе УНЧ
U m.óí÷  U m, âõ.ä  kä  m max  0,4  0,26  0,8  0,08 Â
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
В процессе выполнения курсового проекта были проведены эскизный и электрический расчёты приёмника средних волн, в результате которых получены принципиальная схема, чертёж печатной платы, а так же перечень элементов к ним.
В приёмнике применена магнитная ферритовая антенна, которая обладает более
высокой помехозащищённостью к индустриальным помехам, а также пространственной селекцией. В качестве усилительных элементов использованы биполярные транзисторы. В качестве усилителя низкой частоты применена интегральная
микросхема, использование которой позволяет уменьшить габариты приёмника и
повысить его надёжность. Настройка контуров входной цепи и контура гетеродина
на требуемые частоты осуществляется конденсатором переменной ёмкости.
Спроектированный приёмник имеет следующие характеристики:
Диапазон принимаемых частот: 0,25 – 1,6 МГц;
Чувствительность не хуже: 280 мкВ (1 мкВ/м);
Ослабление помехи на частоте зеркального канала не хуже: 20 дБ;
Ослабление помехи на промежуточной частоте не хуже: 21 дБ;
Ослабление соседнего канала не хуже 26 дБ;
Ширина спектра принимаемого сигнала: 7,0 кГц.
Эффективность АРУ 35/10 дБ;
Динамический диапазон 70 дБ.
30
ПЕРЕЧЕНЬ ИСПОЛЬЗОВАННОЙ ЛИТЕРАТУРЫ
1. Проектирование радиоприемных устройств на базе аналоговых блоков:
учебно-методическое пособие /Н.П. Никитин, В.В. Кийко. Екатеринбург: ГОУ ВПО
УГТУ-УПИ, 2004. 113 с.
2. Проектирование радиоприёмных устройств. Под редакцией А.П.Сиверса.
Учебное пособие для вузов. М., «Сов.радио», 1976
3. Аналоговые электронные устройства: Учебное пособие для вузов / В.Н.Ногин –
М.: Радио и связь, 1992. – 304 с.: ил.
4. Резисторы, конденсаторы, трансформаторы, дроссели, коммутационные
устройства РЭА: Справочник./Н.Н.Акимов, Е.П.Ващуков, В.А.Прохоренко –
Мн.:Беларусь, 1994. – 591 с.: ил.
5. Приём и обработка сигналов: Учебное пособие для студентов высших учебных
заведений/К.Е.Румянцев. – М.:Издательский центр «Академия», 2004. – 528 с.
6. Расчёт радиоприёмников/ Н.В.Бобров. – М.: Радио и связь, 1981 – 240 с, ил.
7. Приёмные ферритовые антенны/ Хомич.В.И.- М. – Л.,Госэнергоиздат, 1963.
64 с, с ил.
31
Исправить!
C6
L1
C12
R8
R6
C7
R7
C5
C17
R2
R4
C3
VT1
R1
R3
C10
L2
ZQ
L4
R11
VT3
R13
R21C23
R9
R12
C13
L5
R17
C8
R5 C11
VT4
C9
VT2
R16
C16
C20
R18
DA
C24
C22
R20
C18
C19
C25
C21