60 РАДИОЭЛЕКТРОНИКА Радиоэлектроника Собственные шумы импульсных частотно-фазовых детекторов и их влияние на работу синтезатора частот А. С. Жабин*, В. Н. Кулешов, А. В. Голубков Рассмотрены теоретические оценки собственных шумов импульсных частотно-фазовых детекторов (ИЧФД), широко используемых в синтезаторах частот (СЧ) с кольцами фазовой автоподстройки частоты. Получены количественные оценки вкладов основных функциональных узлов ИЧФД в общий уровень его собственных шумов и фазовых шумов СЧ. Представлены результаты сравнения теоретических оценок с результатами измерений, выполненных на отечественной микросхеме СЧ рассматриваемого класса. Ключевые слова: Частотно-фазовый детектор, система фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), синтезатор частот, фазовые шумы. Введение Импульсные частотно-фазовые детекторы в настоящее время стали наиболее широко применяемыми функциональными узлами синтезаторов частот, в которых используются системы импульсно-фазовой автоподстройки частоты (ИФАПЧ) [1, 2]. Функциональная схема одного из вариантов построения такого СЧ показана на рис. 1 [2]. В этом СЧ колебание эталонного генератора (ЭГ) с частотой f ЭГ преобразуется формирователем импульсов (ФИ) в периодическую последовательность импульсов. На один вход ИЧФД подается последовательность импульсов Uд ЭГ(t) с частотой fЭГ /M (где M — коэффициент деления), поступающая через делитель с переменным коэффициентом деления (ДПКД1) от эталонного генератора. На другой его вход подается последовательность импульсов Uд ПГ(t) с выхода ДПКД2. Частота их следования в N раз ниже частоты колебаний f ПГ подстраиваемого генератора (ПГ). На выходе ИЧФД в установившемся режиме формируется сигнал рассогласования фаз входных колебаний, представляющий собой ток или напряжение, пропорциональные разности фаз. Этот сигнал подается на вход фильтра нижних частот (ФНЧ), выделяющего из выходного сигнала ИЧФД низкочастотную составляющую и формирующего напряжение Еупр, управляющее частотой ПГ, и обеспечивающего в установившемся режиме равенство f ПГ = (N / M) f ЭГ [1, 2]. Изменяя N и M, получают на выходе СЧ сетку частот, долговременная стабильность которых практически равна стабильности частоты ЭГ. Однако из-за влияния внутренних шумов функциональных узлов СЧ (рис. 1) и динамических характеристик кольца ИФАПЧ флуктуации фазы выходных колебаний ПГ (далее именуемые фазовыми шумами) не определяются фазовыми шумами ЭГ. Исследованию и расчету фазовых шумов функциональных узлов СЧ и СЧ в целом посвящено большое число публикаций. Однако публикации, в которых был бы дан детальный анализ шумов, вносимых ИЧФД, практически отсутствуют, хотя в определенной (и важной для практики) части спектра фазового * KingOfEvil@yandex.ru Вестник МЭИ. № 1. 2011 г. РАДИОЭЛЕКТРОНИКА ФИ UЭГ(t) ДПКД1 Uд ЭГ(t ) ИЧФД ЭГ ФНЧ Uд ПГ(t) Eупр(t ) ДПКД2 61 UПГ(t ) ФИ Выход ПГ Рис. 1. Функциональная схема простейшего СЧ на основе ИФАПЧ шума выходного колебания ПГ вклад шумов ИЧФД часто оказывается доминирующим. Задача данной статьи — провести такой анализ и на его основе предложить способы прогнозирования и снижения фазовых шумов, вносимых ИЧФД. Импульсный частотно-фазовый детектор, как формирователь сигнала рассогласования фаз и частот Одной из проблем источников колебаний, содержащих кольца ФАПЧ, являлась проблема обеспечения надежного ввода этой системы в режим синхронизма [1]. В системах с обычными фазовыми (ФД) и импульсно-фазовыми (ИФД) детекторами решение этой проблемы при жестких требованиях к фильтрации помех и пульсаций на выходах ФД и ИФД вызывало значительные трудности [1, 2]. Изобретение и совершенствование ИЧФД [3—5] позволило в большинстве приложений практически снять эту проблему. В СЧ, описываемых в публикациях последних лет [6, 7], и в большинстве изделий, представленных на рынке [8], используются ИЧФД, описанные в большом числе публикаций [2—8]. Обобщенная функциональная схема ИЧФД показана на рис. 2. Схема рис. 2 состоит из двух частей: логической части (ЛЧ) и выходной (аналоговой) части (АЧ). Если последовательность импульсов Uд ЭГ(t) опережает по фазе последовательность Uд ПГ(t), то на выходе ЛЧ, соответствующем Uд ЭГ(t), формируется последовательность прямоугольных импульсов напряжения фиксированной высоты U1(t), длительность которых Uд ЭГ(t) АЧ I1(t) – I2(t ) К ФНЧ Uд ПГ(t) U2(t) разностный ток I ср = T ∫ ( I1 ( t ) – I2 ( t ) ) dt , подаваемый 0 на вход ФНЧ, будет также пропорционален разности фаз входных колебаний ИЧФД: ΔΦ = 2π(tс2 – tс1) / T, где T — период входных колебаний ИЧФД. В зарубежной литературе [3—8] АЧ, реализованную таким образом, называют схемой накачки заряда (Charge Pump). Экспериментальные исследования фазовых шумов СЧ [8] показывают, что вклад ИЧФД в общий уровень этих шумов проявляется при отстройках от несущей частоты, не превышающих десятков килогерц. Спектральная плотность мощности (СПМ) этих шумов с изменением отстройки F от несущей частоты f, как правило, изменяется по закону типа 1/Fn, где n ≈ 1. Это дает основание предполагать, что они вызваны влиянием шумов типа 1/F [9, 10] в компонентах ИЧФД, и ставить задачу анализа механизмов этого влияния. I1(t) U1(t) ЛЧ равна интервалу между срезами входных импульсов ИЧФД (tс2 – tс1) плюс некоторое фиксированное время задержки τз, определяемое параметрами ЛЧ. На выходе, соответствующем Uд ПГ(t), формируется последовательность прямоугольных импульсов U2(t) длительностью τз. Таким образом, разность средних за период выходных напряжений ЛЧ оказывается пропорциональной разности фаз входных колебаний ИЧФД. Эта разность положительна, если Uд ЭГ(t) опережает по фазе Uд ПГ(t), и отрицательна, если Uд ПГ(t) опережает Uд ЭГ(t). Выходная часть схемы рис. 2 представляет собой два источника тока (генератора), управляемых выходами ЛЧ и формирующих последовательности импульсов токов фиксированной амплитуды I1(t) и I2(t), временные положения которых совпадают с положениями управляющих импульсов напряжения U1(t) и U2(t). Поэтому средний за период I2(t ) Рис. 2. Обобщенная функциональная схема ИЧФД Логическая часть ИЧФД как источник фазовых шумов Для анализа шумов, вносимых ЛЧ, рассмотрим более детально ее схему, показанную на рис. 3, и предположим, что ИЧФД реализуется с использованием КМОП-технологии [7]. Эта схема выбрана потому, что все ее узлы достаточно просты и влияние внутренних шумов их активных элементов на работу 62 Uд.ЭГ(t) РАДИОЭЛЕКТРОНИКА U1(t) D1 & D3 RT S Uд.ПГ(t) D2 & Uд.эг(t) а) D5 & D4 & R ST D6 D7 & D8 1 D9 1 Выход элемента D1 t Выход триггера D3 t б) в) t U1(t) U2(t ) Рис. 3. Логическая часть ИЧФД на асинхронных RS-триггерах и элементах И—НЕ ЛЧ можно проанализировать, не привлекая специализированных программных средств. Расчеты шумов, вносимых ИЧФД, должны выполняться в установившемся режиме работы кольца ФАПЧ, когда рабочая точка на дискриминационной характеристике при отсутствии шумов соответствует разности фаз ΔΦ = 0. При этом на входы ИЧФД подаются синфазные сигналы. Флуктуации в ЛЧ ИЧФД могут влиять на разностный выходной ток ИЧФД только через изменение положений фронтов и срезов импульсов U1(t) и U2(t), управляющих генераторами токов в схеме рис. 2. В схеме рис. 3 выходы U1(t) и U2(t) — инверсные, т.е. источники тока I1(t) и I2(t) ИЧФД включаются при переходе напряжения на соответствующем выходе ЛЧ с уровня логической единицы на уровень логического нуля и выключаются при обратном переходе. Исходным режимом будем считать состояние, при котором оба триггера D3 и D4 находятся в состоянии логического нуля. На выходах U1(t) и U2(t) присутствуют уровни логической единицы. Токи I1(t) и I2(t) равны нулю. На выходах элементов D5, D7, D9 также присутствуют уровни логической единицы (рис. 4). Появление фронта импульса Uд ЭГ(t) (рис. 4, а) переведет выход элемента D1 на уровень логического нуля (рис. 4, б). Это вызовет переключение триггера D3 в состояние логической единицы (рис. 4, в). Но элемент D5 пока переключиться не может, так как на его входе, связанном с выходом D1, действует сигнал логического нуля. Воздействие среза импульса Uд ЭГ(t) переведет выход элемента D1 в состояние логической единицы (рис. 4, а, б). При этом на всех трех входах элемента D5 появляется уровень логической единицы. Выходное напряжение элемента D5 U1(t) переходит в состояние логического нуля и включается генератор тока I1(t). Таким образом, положение фронта импульса U1(t) (рис. 4, г) определяется положением среза входного г) t Uд ПГ(t) д) Выход элемента D2 t Выход триггера D4 t е) ж) U2(t) t з) Выход элемента D7 t Выход элемента D9 t и) к) t Рис. 4. Временны′ е диаграммы в узлах ЛЧ ИЧФД импульса Uд ЭГ(t) и суммой времени задержек переключения элементов D1 и D5. При подаче на другой вход ИЧФД сигнала Uд ПГ(t), синфазного с Uд ЭГ(t), происходят аналогичные переключения в элементах D2, D4, D6 (рис. 4, е, ж, з), вызывающие переход напряжения U2(t) в положение логического нуля и включение генератора тока I2(t). Положение фронта импульса U2(t) определяется положением среза входного импульса Uд ПГ(t) и суммой времени задержек переключения элементов D2 и D6. После переключения триггеров на всех входах элемента D7 появятся уровни логической единицы и выход D7 перейдет на уровень логического нуля (рис. 4, и). Пройдя через два инвертора, уровень логического нуля с задержкой, определяемой этими инверторами, появится на выходе элемента D9, который подключен к цепям сброса триггеров D3, D4 (рис. 4, к). Триггеры переключатся в состояние логического нуля, что вызовет переключение выходов эле- РАДИОЭЛЕКТРОНИКА ментов D5, D6 (U1(t) и U2(t) соответственно) в состоя- 63 Выходная часть ИЧФД как источник фазовых шумов ние логической единицы. На генераторы токов I1(t) и I2(t) поступят сигналы выключения, и схема вернется к исходному состоянию. Таким образом, положение среза импульса U1(t) Выходную часть ИЧФД можно реализовать разными способами. Рассмотрим вариант ее построения, предложенный в [5] и в настоящее время являющийся одним из самых распространенных [7]. Он показан на рис. 5. В этой схеме равенство амплитуд импульсов токов I1(t) и I2(t) току I0 обеспечивается токовыми зерка- определяется положением среза того из входных импульсов, который появляется позже, и задержкой переключения соответствующего ему элемента (D1 или D2), суммой задержек переключения элементов D7, D8, D9 и суммой задержек переключения триггера D3 и элемента D5. Положение среза импульса U2(t) относительно того же среза импульса U1(t) лами VTn1, VTn2 и VTp1, VTp2, а операции подключения этих токов к выходу ИЧФД выполняются токовыми ключами VTn3, VTn4 и VTp3, VTp4, которые управляются импульсами выходных напряжений ЛЧ. Отметим, что амплитуды импульсов токов I1(t) и определяется суммой задержек в элементах D1 или D2, D7, D8, D9 с задержками переключения триггера D4 и элемента D6. При подаче на входы ИЧФД синфазных сигналов, идеальной симметрии схемы, отсутствии флуктуаций положений во времени импульсов Uд ЭГ(t), Uд ПГ(t) и I2(t) одинаковы только в среднем при одинаковых статических характеристиках транзисторных пар VTn1, VTn2 и VTp1, VTp2. Однако влияние внутренних шумов этих транзисторов приводит к флуктуациям амплитуд импульсов I1(t) и I2(t) относительно сред- флуктуаций времени запаздывания через источники тока в выходной части ИЧФД будут протекать импульсы сквозного тока длительностью, равной сумме задержек переключения в элементах D7, D8, D9 и D3. Разностный выходной ток ИЧФД будет равен нулю. Причиной шумовой составляющей разностного выходного тока, вызванного шумами в логической части ИЧФД, являются флуктуации времени запаздывания процессов переключения в логических элементах, приводящие к флуктуациям длительности импульсов токов I1(t) и I2(t) в схеме рис. 2. Таким образом, него значения и к появлению разностного шумового тока I1(t) – I2(t). Таков первый механизм воздействия внутренних шумов компонентов выходной части ИЧФД на его выходной ток. Другой механизм связан с влиянием собственных шумов транзисторов токовых ключей VTn3, VTn4 и VTp3, VTp4 на положение фронтов и срезов импульсов I1(t) и I2(t). Кроме того, дополнительные флуктуации фронтов и срезов импульсов I2(t) внесет инвер- задача анализа этой составляющей собственных шумов ИЧФД сводится к изучению флуктуаций времени запаздывания. тор, который необходимо включить между выходом ЛЧ U2(t) и входом U 2 ( t ) выходной части ИЧФД. +Eп VTp2 VTp1 VTp3 U1(t) VTp4 I1(t ) – I2(t ) I1(t) I0 VTn3 U2(t) I2(t ) +Eп VTn4 VTn1 К ФНЧ Eсм2 U2(t) 1 Eсм1 VTn2 Рис. 5. Вариант построения выходной части ИЧФД 64 РАДИОЭЛЕКТРОНИКА Сз.и1 Базовой ячейкой всех функциональных узлов, входящих в состав ЛЧ ИЧФД, является КМОП-инвертор, схема которого показана на рис. 6. Для оценки фазовых шумов, вносимых этим узлом, нужно рассчитать флуктуации времени задержек срезов и фронтов выходных напряжений инвертора относительно фронтов и срезов входных напряжений. Решение этой задачи разделим на три этапа: расчет переходных процессов и определение искомого времени задержек; определение зависимости времени задержек от флуктуирующих параметров моделей транзисторов; расчет СПМ флуктуаций времени задержек. Расчет переходных процессов выполним, если пользоваться нелинейной моделью МОП-транзистора с источником низкочастотного шума типа 1/f (фликерный шум), представленного генератором напряжения Uш.ф(t), включенным последовательно в цепь затвора (рис. 7) и источником теплового шума канала Iш.к(t). Для анализа переходных процессов и определения зависимости времени задержек от флуктуирующих параметров моделей транзисторов построим на основе модели МОП-транзистора эквивалентную схему КМОП-инвертора, не учитывая вначале источники внутренних шумов. Эта схема показана на рис. 8. На данной схеме Cз.и1, Cс.и1 — емкости затвор — исток и сток — исток верхнего (по схеме рис. 6) транзистора; Cз.и2, Cс.и2 — соответствующие емкости нижнего транзистора; емкости затвор — сток +Eп Uвх(t) Uвых(t) Рис. 6. Схема КМОП-инвертора Uш.ф(t) Сз.с С Iс(Uз.и, Uс.и) Сс.и З Uз.и Eп Iс1(Eп – Uз.и, Eп – Uс.и) Оценки шумов, вносимых логической и выходной частями ИЧФД Iш.к(t) Сз.и И Рис. 7. Нелинейная модель МОП-транзистора с источниками его шумов Uг(t) Rг Eп – Uз.и ′ Сз.с Eп – Uс.и Сс.и1 Сс.и2 Сз.и2 Uз.и Uс.и Iс2(Uз.и, Uс.и) Рис. 8. Эквивалентная схема КМОП-инвертора обоих транзисторов оказываются включенными параллельно, поэтому они заменены одной эквива′ ; Rг — выходное сопротивлелентной емкостью C з.с ние генератора сигнала Uг(t); Еп — источник питания. На схеме не показаны емкости подключенной к выходу КМОП-инвертора нагрузки, однако они могут быть учтены с помощью соответствующего увеличения номинала емкостей Cс.и1 и Cс.и2. Функционирование этой модели КМОП-инвертора описывается с помощью следующей системы дифференциальных уравнений: d d ′ ) + ----- U с.и C з.с ′ = ----- U з.и ( C з.и1 + C з.и2 + C з.с dt dt 1 = ----- ( U г ( t ) – U з.и ); Rг d d ′ ) – ----- U з.и C з.с ′ = ----- U с.и ( C с.и1 + C с.и2 + C з.с dt dt = I c1 ( E п – U з.и , E п – U с.и ) – I c2 ( U з.и , U с.и ). Здесь Iс1 и Iс2 — аппроксимированные статические характеристики МОП-транзисторов с p- и n-каналами. Численным интегрированием этой системы уравнений были получены временные зависимости Uз.и и Uс.и. Расчеты выполнены при входном воздействии в виде трапецеидального импульса с длительностями фронта и среза, равными 1 нс. Результаты расчета показаны на рис. 9. При проведении расчета были заданы следующие параметры эквивалентной схемы: Cс.и = 2 пФ, Сз.и = 4 пФ, Сз.с = = 0,5 пФ, Rг = 0,1 кОм, Eп = 5 В. На рис. 9 заметны искажения входного и выходного сигналов, обусловленные инерционностью МОП-транзистора. При анализе воздействия шумов типа 1 / f на данную схему действие источников этих шумов было заменено эквивалентными флуктуациями напряжений отсечки Uотс проходных статических характеристик. Для анализа влияния этих флуктуаций на время РАДИОЭЛЕКТРОНИКА Аналогичные вычисления были выполнены и для других компонентов, входящих в состав ИЧФД. При этом анализировались как процессы переключения логический нуль — логическая единица, так и обратные переключения. Это позволило оценивать чувствительность как задержек фронтов Δtф управляющих импульсов, так и задержек срезов Δtс к флуктуациям проходной характеристики МОП-транзистора. Анализ показал, что зависимости оказываются близкими к линейным и практически идентичными для обоих видов переключений. Соответствующие коэффициенты чувствительности рассчитаны с учетом того, что источники флуктуаций параметров транзисторов в разных логических элементах некоррелированны, был найден усредненный коэффициент, характеризующий работу всей логической схемы. При вычислении этого коэффициента учитывались структура логической схемы и последовательности переключения элементов. Для расчета СПМ флуктуаций времени задержек и последующего анализа уровня фазовых шумов, вносимых логической частью ИЧФД, была использована аппроксимация СПМ токовых шумов типа 1/F в МОП-транзисторах: U, B 5 2 3 4 3 1 2 1 0 –1 0 1 2 3 4 5 6 7 t, нс Рис. 9. Результаты численного расчета: 1 — Uг(t); 2 — Uз.и(t); 3 — Uс.и(t) задержки импульса описанный выше численный расчет был выполнен для нескольких значений отклонения напряжения отсечки от среднего значения. Такой расчет был проведен для двух вариантов переключения инвертора: из состояния логической единицы в состояние логического нуля на выходе и из состояния логического нуля в состояние логической единицы. На рис. 10 приведены результаты расчета для варианта переключения логическая единица — логический нуль. По горизонтальной оси отложены значения напряжения отсечки, а по вертикальной — отклонение времени τз задержки выходного сигнала от Fп S ( F ) = S н ( F ) ------ , F где Fп — частота перехода от области преобладания шума типа 1/F к области тепловых шумов; S н ( F ) = среднего значения, соответствующего Uотс = 2,5 В. 2 4kT = --- --------- , где sтр — крутизна проходной характерис3 s тр Видно, что полученная зависимость близка к линейной. Усредненный коэффициент влияния напряжения отсечки на время задержки выходного сигнала с использованием этих данных был рассчитан по формуле 1 ⎛ H – 1 τ з ( U отс ( h + 1 ) ) – τ з ( U отс ( h ) )⎞ K ср = ---- ⎜ ∑ ---------------------------------------------------------------------⎟ , U отс ( h + 1 ) – U отс ( h ) H ⎝h = 0 ⎠ 65 тики транзистора при максимальном токе в области переключения. Спектральная плотность мощности приведенных ко входу транзистора шумов типа 1/F пересчитывалась в СПМ флуктуаций времени запаздывания управляющих импульсов на выходе ЛЧ ИЧФД по формуле (1) 2 S Δt ( F ) = K ИЧФД ( S ( F ) + S н ( F ) ) , где H — количество рассчитываемых точек; h — индекс где KИЧФД — усредненный коэффициент чувствительности для логической схемы ИЧФД. суммирования. В данном случае Kср = 3,0æ10– 10 с/В. τз , c 4,55æ10– 11 9,09æ10– 12 –2,73æ10– 11 –6,36æ10– 11 2,30 2,34 2,38 2,42 2,46 2,50 2,54 2,58 2,62 2,66 Uотс, B Рис. 10. График чувствительности схемы к флуктуациям напряжения отсечки при переключении логическая единица — логический нуль 66 РАДИОЭЛЕКТРОНИКА Sϕ (F ), дБ/Гц –100 –110 –120 –130 –140 –150 –160 –170 1æ103 100 1æ104 1æ106 1æ105 F, Гц Рис. 11. Составляющие СПМ фазовых шумов ИЧФД где sд — крутизна дискриминационной характери- Зная СПМ флуктуаций времени запаздывания управляющих импульсов, можно рассчитать СПМ эквивалентных фазовых флуктуаций, обусловленных шумами компонентов логической части ИЧФД: S Δt ( F ) 2 S ϕЛЧ ( F ) = ---------------- ( 2π ) , –2 f0 стики ИЧФД; τсбр — длительность импульсов сброса триггеров. Как видно из рис. 11, шумы, обусловленные влиянием выходной части ИЧФД, значительно превышают шумы, обусловленные логической частью. (2) где f0 — частота повторения периодических последовательностей импульсов, поступающих на входы ИЧФД (частота сравнения). Оценки СПМ фазовых шумов ИЧФД, вносимых логической (штриховая линия) и выходной (сплошная линия) его частями, показаны на рис. 11 (для значений частоты перехода Fп = 12 МГц и частоты сравнения f0 = 10 МГц). При оценках фазовых шумов, вносимых АЧ ИЧФД, учитывалось влияние токовых шумов типа 1 / F МОП-транзисторов, на основе которых построены источники тока в АЧ ИЧФД. Это влияние учтено в виде эквивалентных флуктуаций положений вершин импульсов тока. Оценки производились в соответствии с формулой ⎛ ⎛ Fп ⎞⎞ 4 ⎜ 4kTs тр ⎜ ------ + 1⎟ ⎟ ⎝ ⎝F ⎠ ⎠ ⎛ τ сбр⎞ 2 S ϕАЧ ( F ) = ----------------------------------------------- ⎜ ---------⎟ , 2 ⎝ f – 1⎠ s д Структурная схема синтезатора рис. 1 показана на рис. 12. Приняты следующие обозначения: Kф(p) — операторный коэффициент передачи ФНЧ; sПГ — крутизна регулировочной характеристики ПГ. На схеме показаны источники, описывающие фазовые шумы в частотно-фазовом детекторе ϕф.д(t), делителях частоты ϕд1(t) и ϕд2(t) и подстраиваемом генераторе ϕПГ(t). Фаза эталонного генератора обозначена как ϕ0(t), а (3) фаза выходного колебания ϕ1(t). 0 ϕд1(t) ϕ0(t) Анализ вклада ИЧФД в СПМ фазовых флуктуаций кольца ФАПЧ. Сравнение теоретических оценок и экспериментальных данных ϕф.д(t ) ϕПГ (t ) sд 1/M Kф(p) sПГ /p ΔΦ(t) ϕ1(t)/N 1/N ϕд2(t ) Рис. 12. Структурная схема синтезатора частот с кольцом ФАПЧ ϕ1(t ) РАДИОЭЛЕКТРОНИКА Sϕ (F), дБ/Гц Sϕ (F ), дБ/Гц – 40 – 40 – 60 – 60 – 80 – 80 67 10 МГц 10 МГц 5 МГц –100 5 МГц – 100 2,5 МГц –120 –140 100 – 120 2,5 МГц 1æ103 1æ104 1æ105 F, Гц – 140 100 1æ104 1æ103 а) 1æ105 F, Гц б) Рис. 13. Зависимости СПМ фазовых шумов выходного колебания кольца ФАПЧ на основе микросхемы 1508ПЛ9Т: а — экспериментальные данные; б — теоретические оценки Анализ данной схемы [12] дает следующее выражение для СПМ фазовых шумов выходного колебания: S (F) 2 ϕ0 2 S ϕ1 ( F ) = K з ( j2πF ) ----------------- + K з ( j2πF ) S д ( F ) + 2 M 2 1 + 1 – ---- K з ( j2πF ) S ПГ ( F ) , N (4) где Sд(F) — СПМ фазовых шумов, вносимых ИЧФД и делителями частоты; Sϕ0(F) — СПМ фазовых шумов эталонного генератора; SПГ(F) — СПМ фазовых шумов подстраиваемого генератора; Kз = ⎛ ⎞ j2πF = N ⎜ N --------------------------------------- + 1⎟ — комплексный коэфK ( j2πF )s s ⎝ д ф ⎠ ПГ фициент передачи замкнутой системы от входа ИЧФД. На рис. 13, а показаны экспериментально полученные зависимости СПМ фазовых шумов выходного колебания ПГ, включенного в кольцо ФАПЧ, построенное на основе тестового кристалла 1508ПЛ9Т — отечественной микросхемы, разработанной ФГУП НПЦ «Элвис» при участии других организаций [13]. В эксперименте частота синтезируемого гармонического колебания составляла 2,32 ГГц, а частота опорного генератора 61,44 МГц. Три показанные зависимости соответствуют частотам сравнения f0, равным 10,5 и 2,5 МГц. Изменение частоты сравнения выполнялось путем соответствующих изменений коэффициентов деления частот опорного и подстраиваемого генераторов без изменения параметров фильтра. При этом с понижением частоты сравнения сужается полоса замкнутого кольца ФАПЧ. На рис. 13, б показаны аналогичные зависимости, рассчитанные аналитически по соотношению (4) с учетом эквивалентных фазовых шумов типа 1 / F, возникающих в ИЧФД [11]. Оказалось, что для объяснения экспериментально полученных уровней фазовых шумов ИЧФД потребо- валось предположить, что уровень токовых шумов МОП-транзисторов, входящих в состав схемы ИЧФД, характеризуется частотой перехода от области преобладания шумов типа 1/F к области естественных шумов каналов, заметно превышающей типовые значения, близкие к 1 МГц (см. рис. 11). На рис. 14 показано, как изменяются СПМ фазовых шумов выходного колебания рассматриваемого СЧ при изменении уровня собственных шумов ИЧФД с частотой сравнения 10 МГц. Штриховой и штрихпунктирной линиями показаны СПМ фазовых шумов ЭГ, пересчитанная к выходной частоте СЧ, и СПМ фазовых шумов свободного ПГ. Кривая 1 соответствует случаю отсутствия шумов ИЧФД. Кривая 2 соответствует уровню шумов ИЧФД, объясняющему экспериментальные данные на рис. 13. Кривая 3 соответствует уровню шумов ИЧФД, сниженному по сравнению с уровнем шума ИЧФД, соответствующим кривой 2 на 18 дБ. Приведенные кривые показывают, какие возможности снижения уровня фазовых шумов синтезатора откроются, если будет найден способ снижения собственных шумов ИЧФД. В настоящее время Sϕ (F), дБ/Гц – 40 – 60 2 – 80 3 – 100 1 – 120 – 140 100 1æ103 1æ104 1æ105 F, Гц Рис. 14. Составляющие СПМ фазовых шумов выходного колебания кольца ФАПЧ 68 РАДИОЭЛЕКТРОНИКА ведутся работы по снижению этих фазовых шумов в микросхеме, характеристики которой приведены на рис. 13, а. Выводы Основной результат настоящего исследования состоит в описании механизмов влияния избыточных шумов компонентов ИЧФД на уровень фазовых шумов, вносимых ИЧФД в выходные колебания синтезаторов частот. Показано, что при одинаковых уровнях шумов МОП-транзисторов логической части ИЧФД и выходной аналоговой части в общем уровне эквивалентных фазовых шумов ИЧФД доминирует вклад последней. Сравнение теоретических оценок выходных шумов СЧ, построенного на основе тестового кристалла 1508ПЛ9Т, с результатами их экспериментального исследования показало, что при определенном значении частоты перехода, характеризующей уровень 1/F шумов МОП-транзисторов, результаты измерений и их зависимость от коэффициентов деления в кольце ФАПЧ согласуются с теоретическими оценками. Этот анализ показал необходимость доработки микросхемы, направленной на снижение уровня собственных шумов ИЧФД. Литература 1. Шахгильдян В.В., Ляховкин А.А. Системы фазовой автоподстройки частоты. — М.: Связь, 1972. 2. Левин В.А., Малиновский В.Н., Романов С.К. Синтезаторы частот с системой импульсно-фазовой автоподстройки. — М.: Радио и связь, 1989. 3. Brown J.I. A Digital Phase and Frequency-sensitive Detector // Proc. IEEE. Apr. 1971. Vol. 59. № 4. P. 717—725. 4. Sharpe C.A. A 3-state Phase Detector Can Improve Your Next PLL Design EDN. Sept. 1976. P. 55—59. 5. Patent 6,774,730 B2. U.S. Aug. 10, 2004. Power Rails Glitch Noise Insensitive Charge Pump / F. Gasparik. 6. Gardner F.M. Phaselock Techniques. — New York— London—Sydney: J. Wiley, 2005. 7. Rogers J., Plett C., Dai F. Integrated Circuit Design for High Speed Frequency Synthesis. — Boston—London: Artech House, 2006. 8. Kundert K.S. Predicting the Phase Noise and Jitter of PLL-Based Frequency Synthesizers // Designer’s Guide Consulting, Inc. Version 4f, November, 2005. — www.designersguide.org. 9. Christensson S., Lundstrom L., Svensson C. Low Frequency Noise in MOS Transistors: I. Theory; II. Experiments // Solid State Electronics. 1968. Vol. 1. P. 797—820. 10. Ван дер Зил А. Шум: источники, описание, измерение. — М.: Сов. радио, 1973. 11. Жабин А.С., Кулешов В.Н. Исследование влияния внутренних шумов на работу частотно-фазового детектора // Труды РНТОРЭС им. А.С. Попова. Сер. Научная сессия, посвященная Дню радио. 2008. Вып. LXIII. 12. Первачев С.В. Радиоавтоматика: учеб. для вузов. — М.: Радио и связь, 1982. 13. Дубинский А.В. Высокочастотные широкополосные сложнофункциональные КМОП-блоки синтезаторов частот: Автореф. дисс. канд. техн. наук. М.: МИФИ, 2009. Статья поступила в редакцию 5.05.10.
