Разработка стабилизатора переменного напряжения - StudentLib.com

Содержание
Введение. Структурный синтез системы. Расчёт параметров элементов силовой
цепи
. Описание схемы регулирующего органа
. Расчёт параметров нагрузки и коэффициентов трансформации
трансформаторов
. Силовой трансформатор
а) Расчёт параметров
б) Выбор магнитопровода и проводов
. Силовые ключи и драйверы
а) Расчёт параметров
б) Выбор элементов
. Выходной фильтр
а) Расчёт параметров
б) Выбор элементов
. Моделирование силовой части
. Оценка энергетической эффективности разработанного устройства. Расчёт
параметров системы управления
. Выбор измерительного трансформатора и элементов для системы управления
. Моделирование системы управления
Заключение
Список литературы
Введение
Сегодня для построения электронных источников питания аппаратуры
широко
применяются
импульсном
режиме.
транзисторные
Они
преобразователи,
обеспечивают
работающие
необходимые
в
потребителю
электрические и информационные параметры выходного сигнала и имеют ряд
преимуществ, а именно высокое качество выходного напряжения, широкие
возможности
показатели,
стабилизации
значительное
и
регулирования,
быстродействие,
малые
низкий
массогабаритные
показатель
уровня
электромагнитных помех, защиту от короткого замыкания нагрузки, высокий
КПД и многое другое.
Модуляционные источники питания отличаются широким разнообразием
структурных
и
схемотехнических
технико-экономические
показателями
решений.
имеют
Из
них
источники
хорошие
питания
с
вольтодобавкой, построенные на базе ячеек со звеном повышенной частоты. В
принципе преобразователи с вольтодобавкой работают в режиме АИМ-II.
Промежуточное повышение частоты обеспечивается инвертором, который
преобразует
прямоугольное
входное
с
синусоидальное
синусоидальной
напряжение
огибающей.
в
разнополярное
Для
реализации
амплитудно-импульсной модуляции используется схема демодулятора, которая
определяет длительность добавки напряжения.
Целью данной курсовой работы является разработка однофазного
стабилизатора
переменного
напряжения,
с
регулирующим
органом
с
вольтодобавкой на основе ячейки с ОРМ в звене повышенной частоты. В круг
задач, решаемых при проектировании, входят расчет и выбор параметров
системы с учетом требований технического задания, исследование выбранной
схемы преобразователя путем моделирования и оценка энергетической
эффективности устройства. Необходимо разработать подсистему защит и
описать структуру и элементы системы управления.
I. Структурный синтез системы
Нестабильное напряжение сети через входной фильтр поступает на
регулирующий орган (импульсный преобразователь), преобразуется им в
соответствии с алгоритмом работы системы управления.
Через
выходной
фильтр
нагрузка
обеспечивается
стабильным
синусоидальным напряжением, с заданным действующим значением.
Стабилизация осуществляет система управления на основании сигнала
задания и сигнала обратной связи.
Система защиты обеспечивает безопасный режим работы, при котором
выходная мощность не превышает значения, установленного заданием.
Рис.1.
II. Расчёт параметров элементов силовой цепи
. Описание схемы регулирующего органа
трансформатор энергетический нагрузка измерительный
Дополнительным условием задания на курсовую работу является
использование регулирующего органа с вольтодобавкой на основе ячейки с
ОРМ (однополярной реверсивной модуляцией) в звене повышенной частоты.
Схема такой ячейки и режимы её работы приведены в табл.1.
Таблица 1
Схема регулирующего органа С ОРМ в звене
повышенной частоты
Режим
Цикл замыкания ключей
Инвертор
Демодулятор
РД
2,3 1,4
НП
РО
2,3 1,4
2,3 1,4
МО
2,3 1,4
7,5-5,8-8,6
8,6-6,7-7,5
5,7-6,8 6,8-5,7
8,6-6,7-7,5
7,5-5,8-8,6
6,7 5,8
МД2,3
,45,8
6,7
МД - максимальная добавка; РД - регулируемая добавка; НП неискаженная (прямая передача); РО - регулируемая отбавка; МО максимальная отбавка
Рис.1.1. Временные диаграммы работы регулирующего органа
 - угол сдвига сигнала управления ключами Ê 5, Ê 6 в сторону
опережения относительно сигнала задающего генератора.
 - угол сдвига сигнала управления ключами Ê 8, Ê 7 в сторону
отставания.
Также дополнительным условием задания на курсовую работу является
использование симметрирующего трансформатора:
Рис.1.2
2. Расчёт параметров нагрузки и коэффициентов трансформации
трансформаторов
Нестабильность напряжения сети:
UC  (220  220  20% ) ... (220  220  15% )  264 ... 187B
UC(max)  264 UC(min)  187
Напряжение на выходе Т1:

Us (max)  Uн  1  20%    1 


Us (min)  Uн  1  15%    1 

1

kT 1 
1

kT 1 
где Uн-номинальное напряжение сети
Напряжения на выходе РО:
Us (max) 
Uн   1  20% 
kT 2
Us (min) 
Uн   1  15% 
kT 2
Для полного использования возможности РО, необходимо, чтобы в
режиме отбавки напряжения выполнялось равенство
U
U
U
Us (max)  U2(max)  Uн
2(min)
н
А в режиме добавки s (min)
Составим систему уравнений и найдем коэффициенты трансформации:

1  Uн  1  20% 
Uн  1  20%    1 
 170B

k
k

T1 
T2

1  Uн  1  15% 
Uн  1  15%    1 
 460B

kT 1 
kT 2

kT 1  0.65
kT 2  1.1
Нагрузка - активная
При минимальном выходном напряжении:
RH(min)  UH(min)2 / SH  1702 / 3000  10Ом
При максимальном выходном напряжении:
RH(max)  UH(max)2 / SH  4602 / 3000  70Ом
3. Расчет силового трансформатора
.1 Силовой трансформатор Т1
а) Расчёт параметров
Мощность трансформатора PТР  U1  I1  264  41,7  11009Вт
Примем с запасом PТР  12кВт .
Будем вести расчёт трансформатора при синусоидальном напряжении.
Данные для расчёта:
Действующее значение напряжения U1(d)=264В;
Действующее значение тока I1(d)=41,7А;
частота f=50Гц;
мощность PТР=12000Вт;
перегрев. T  50C
Расчёт:
В качестве материала магнитопровода используем электротехническую
сталь с толщиной ленты 0,08мм.
Параметры стали марки 3422-0.08:
P0=21·10-2 Вт/см3, α=1.3, β=1.6, А=663 А·см/В·с1/2.
Учитывая коэффициент резки:
A=663·kр=663·1.5=995 А·см/В·с1/2.
Определим критическую частоту работы трансформатора по формуле:
3,98 107
50
f кр 
 2582 Гц.
995
12000
Так как f < fкр, то в выражение для определения объема магнитопровода
подставляем f.
Определяем объем магнитопровода Vм:
Vм  1,5 
А  k Доб  kТ
kм
 2,5

Р
f  T
1/ 4
,
где Доб
- коэффициент добавочных потерь; k ì  0,25 - коэффициент
заполнения окна сердечника проводом обмотки; kТ  1,4 - коэффициент
определяющий изменение сопротивления медного провода при изменении
температуры.
k
Vм  1,5 
995  2,5 1, 4 12000
 1/4
 15980см3
0, 25
50  50
Тогда
К сожалению типовый сердечник подобрать для данного магнитопровода
проблематично, поэтому закажем его у фирмы-производителя СТС
TECHTRANS (173025, Нечинская 55, Великий Новгород, Россия,
+7-8162-730651) по цене 6728 рублей.
a
t/2
см
8
b
t
см
16
c
t
см
16
A
2t
см
32
H
3t
см
48
h
2t
см
32
h1
t/2
см
8
V
4t3
см3
16,4×103
SoSc
t4
см4
6,55х104
St
24t2
см2
6,14×103
Максимальная магнитная индукция:
Bm 
Bm 
0.156 P
f
 A1 / 4  Vm2 / 3
7/8
0.156 12000
7
8
 1,54Тл
6 2/3
50  995  (16400 10 )
1/4
Число витков первичной обмотки:
w1 
w1 
U1
4.44  f  Sсеч  Bm
;
264
 60,3
4.44  50  128  10 4  1,54
Примем w1=60 и определим w2:
w2 
w1 60

 100
k òð 0,6
Максимально допустимая мощность потерь, излучаемая трансформатором
при перегреве на величину Ò :
Pизл.max  PМП  PОБ    Т  ST  12  50  0,614  368, 4Вт,
где α - коэффициент теплоотдачи для естественного охлаждения, равный
2
приблизительно 12 Вт / м  С .
Коэффициент увеличения электросопротивления провода вследствие
нагрева. Для меди при температуре окружающей среды ÒÎ Ñ  20Ñ :
kTO  1  0.004  T  1, 2
 м м  7650кг / м3 - плотность магнитного материала.
Удельные магнитные потери:


 f   Bm 
50 
  21  
  
P'  P0  

 1000 
 f *   Bm * 
1, 3
 1,54 


 1 
Мощность потерь в магнитопроводе:
1, 6
 0,853
PМП  P 'V   мм  0,853 16, 4 103  7650  107 Вт
 м м  7650кг / м 3 - плотность магнитного материала.
Принимаем плотность тока J1=2∙106 А/м2.
Находим площадь поперечного сечения провода первичной обмотки:
S пр1 
I1
41, 7 А

 20,85 106 м 2
J1 2 106 А
м2
Диаметр провода первичной обмотки:
d1 
4Sпр1


4  20,85 106

 5,15 103 м
  1,7  10 8 Ом  м - удельное электросопротивление провода для меди.
Коэффициент увеличения сопротивления провода, равный отношению
сопротивления провода на переменном токе к сопротивлению провода на
постоянном токе k Д принимаем равный единице.
Мощность потерь в обмотках:
PОБ 
2  I1m 2    lвит  w1 k Доб  kТO
Sпр1

2  41, 72 1, 7 108  0, 48  60  2,5 1, 2
 245Вт
20,85 106
где lвит =3t/100 =0.48м
Мощность излучаемая трансформатором:
P  PМП  PОБ  107  245  352Вт
меньше максимально допустимой.
Определим перегрев поверхности трансформатора:
T 
P
352

 47,8
  ST 12  0,614
Перегрев приемлем.
Площадь поперечного сечения провода вторичной обмотки:
Sпр 2  Sпр1
w1
60
 20,85 106 
 12,51106 м 2
w2
100
Диаметр провода вторичной обмотки:
d2 
4Sпр 2


4 12,51106

 3,99 103 м
б) Выбор проводов
Для обоих обмоток выбираем токопроводящую жилу
ЛЭТЛО ТУ 16.705.030-77, скрученную из эмалированных проводов марки
ПЭТВ-2 с изоляцией в виде оплетки из полиэфирных нитей.
Таблица
Первичная
обмотка
Вторичная
обмотка
Номинальное
сечение жилы, мм2
20
Число
проволок
102
Номинальный диаметр
медной проволоки, мм
0,500
Наружный диаметр
провода, мм, не более
7,5
12
60
0,500
6
.2 Силовой трансформатор Т2
Начальные данные
U1  264 В; K тр  1; U 2  290 В; f  10 кГц; Bm  0.8 Тл; T  60C.
В качестве материала магнитопровода выбираем аморфный
нанокристалический сплав «Гаммамет» под названием ГМ 24ДС со
следующими параметрами
Выходная мощность
P  U 2 Iн  290  50  7250 ВА
Рассчитаем мощность трансформатора с учетом КПД и схемотехники
исполнения, в данном случае, со средней точкой во вторичной обмотке
1 
 1

PT  P   1  7250 
 1  14, 72 кВА
 0.97 
 
Здесь был принят КПД η=0,97
Далее будет произведен выбор типоразмера. В качестве ключевого
параметра выбирается произведение площади сечения магнитопровода на
площадь окна.
1

1 y 

Pt 104
1472 104
Sc So  



3
 4K  B  f  K  K 
 4 1 0.8  40 10  468  0.4 
j
И 
 Ф m
KФ  1; К И  0.4  коэф. использования окна медью.
1.13
 41.395 см 4
K j  468  коэф. зависящий от перегрева и геометрии сердечника
Принимаем решение увеличить рассчитанное значение, так как возможен
перегрев.
Выбираем сердечник из стандартного ряда ПЛ 16  30  40 со следующими
параметрами
Конструкция и размеры
2
Площадь сечения магнитопровода Sc  4.64 см
2
Площадь окна Sок  10см
Произведение Sc Sok  46.4 см
Геометрические размеры:
a=1.6 см, b=4 см, с=2,5 см, h=4 см А=5.7см
lср=18см, Н=7.2см
Поверхность теплоотвода рассчитаем по формуле:
4
St  2 A b  2 H b  2 c b  2 h  b  4 ( 2a  c)  ( h1)  4 h  a  186.24
При последующей намотке провода, поверхность теплоотвода увеличится.
Принимаем это увеличение в два раза больше, относительно рассчитанной.
Число витков в первичной обмотке рассчитывается по формуле
W1 
U1 104
264 104

 17.78 витков
4  Bm  f  Sc 4  0.4 10 103  4.64
Ток в первичной обмотке равен
I1 
P
7250

 28.311 А
U1  264  0.97
Плотность тока
j  K j (Sc Sок ) y  0.4  (4.64  46.4)0.14  273.485 А / см2
- допустимо для медного
провода. Рассчитаем сечение провода первичной обмотки для данной плотности
тока:
Sпр 2 
k2  I1 100
 10.352 мм2
j
Выбираем провода марки ПСТД d  3.65 мм;
Сопротивление первичной обмотки
R1  lсрW1 106  17.78 18  2.72 106  8.705 104 Ом
,
где ρ=2,72 мкОм/см - удельное сопротивление меди.
Потери в меди первичной обмотки
P1  I12 R  28.4852  8.705 104  0.698 Вт
Число витков вторичной обмотки
W2 
W1U 2 18  290

 19.531витков
U1
264
Рассчитаем сечение провода вторичной обмотки для данной плотности
тока:
Sпр 2 
I1 100
 9.141мм 2
j
Выбираем провода марки ПСТД d  3.45 мм;
Сопротивление вторичной обмотки
R2  lсрW2  106  18 19.531 2.72 106  9.562 104 Ом
Потери в меди вторичной обмотки
P2   I 2   R2   25   2.412 104  0.598 Вт
2
2
Общие потери в меди
Pm  P1  P2  0.698  0.598  1.295 Вт
Теперь рассчитаем потери в сердечнике. Удельные потери в
магнитопроводе рассчитываются по формуле
1.85
 B 
Pуд  4.4  f 1.48  m 
 5200 
  4.4 10 103 
1.48
1.85
 0.8 


 5200 
 465.764 Вт / кг
Потери в сердечнике определяются по формуле
Pc  Pуд  M  465.764  4.315 104  0.201Вт, где M  4.315 104 кг  массасердечника(из таблицы)
Суммарные потери в трансформаторе определяются потерями в
магнитопроводе и обмоточных проводах, рассчитаем их:
P  Pm  Pc  1.195  0.201  1.496 Вт
Рассчитаем перегрев трансформатора
Tрасч 
P
1.496

 6.696 C
St  k 186.24 1.2 103
4. Силовые ключи и драйверы
а) Расчёт параметров
Максимальные напряжения на ключах в закрытом и токи через них в
открытом состояниях: Демодулятор (К5-К8):
UK 5K 8(max) 
2  UC.m(max) / kTP 
IK 5K 8(max)  Iвых .m(max) 
Инвертор (К1 - К4):
2  264 / 1,1  336B
2  Pвых / Uвых (min) 
.
2  3000ВА / 170В  25А
UK 1K 4.(max) 
2  UC.m(max) 
2  264  373B
.
IK 1K 4(max)  Iвых .m(max) / kTP  25А / 1,1  22,5А
.
При таких токах и напряжениях целесообразно использовать
IGBT-транзисторы.
Поскольку IGBT-транзистор не пропускает ток в обратном направлении,
то для коммутации переменного напряжения необходимы ключи переменного
тока, состоящие из двух транзисторов и двух встречно-параллельных им диодов
(рис.4.1)
Рис.4.1. Силовой ключ переменного тока
б) Выбор элементов
Выбраны транзисторы со встроенными обратными диодами фирмы АРТ
(Microsemi). Сайт www.microsemi.com
ДЕМОДУЛЯТОР И ИНВЕРТОР (APT30GS60BR)
Выбран драйвер CONCEPT 2SC0108T (сайт www.igbt-driver.com) двухканальный драйвер. Оба канала гальванически развязаны от входной цепи
и между собой.
Выходной ток драйвера : 8A .
Выходное напряжение : 15 / 8B .
Рис.4.2. Блок-диаграмма драйвера
Рис.4.3. Схема подключения драйвера
Чтобы использовать встроенную защиту от короткого замыкания
необходимо подключение к коллектору транзистора. В связи с особенностями
схемы это делать не желательно, поэтому оставим выводы драйвера VCEx и
REFx не подключенными. Защиту от короткого замыкания сделаем более
просто, контролируя ток нагрузки (пункт IV курсовой работы).
Подключаем два транзистора к одному драйверу. На 16 транзисторов
нужно 8 штук.
5. Выходной фильтр
а) Расчёт параметров
Выходное напряжение формируется из суммы напряжений сети и
демодулятора. Считаем, что на вход преобразователя поступает чистая
синусоида без гармоник. В сигнале демодулятора кроме полезной гармоники на
частоте сети присутствуют также паразитные гармоники около частот, кратных
частоте ШИМ. Таким образом, амплитуды гармоник в составе выходного
напряжения равны амплитудам гармоник напряжения демодулятора. Задача
фильтра - подавить эти гармоники с определённым коэффициентом и выделить
полезную гармонику.
Рис.5.1. Вид гармоник около частоты ШИМ
Коэффициент гармоник на выходе фильтра :
KÃ 
UR2
 (U
R(d )
 KR )2  (UL(d )  KL)2
UH(d )
,
2
и UL - действующие значения правой и левой гармоники, KR и KL кoэффициенты передачи правой и левой гармоники.
Разложим напряжение демодулятора в ряд Фурье:
sin(n     )

n  
n 1
N
UÄÌ (t )  Em    sin(Ct   )  Em    
 
 T 
 T  

 sin (n    C )  t    n  

sin
(
n




)

t



n


C

2 
2  

 
Амплитуды гармоник напряжения:
Um(n)  Em 
sin(n     )
n
Передаточная функция фильтра с нагрузкой:
W  p, L, C 
RH
L  C  RH  p  (RH  R  C  L)  p  R  RH
2
W(, L, C)  W( j , L, C)
Коэффициенты передачи гармоник напряжения (правой и левой):
KR (n, L, C)  W(n  K  C , L, C) KL(n, L, C)  W(n  K  C , L, C)
Выражение для коэффициента гармоник:
2
10
 Em sin(n     )

 Em sin(n     )



K
(
n
,
L
,
Ñ
)


 KL(n, LÔ , ÑÔ ) 


R
Ô
Ô 


n
n
n 0  2
n 0  2


Em
   UC(d )
2
10
KÃ 
2
При расчёте и выборе параметров фильтра необходимо учитывать
несколько факторов:
коэффициент гармоник не должен превышать заданный;
выброс АЧХ не должен быть слишком большим, не более 1,5;
ток через индуктивность не должен превысить максимально допустимый
ток транзисторов.
Расчёт ведём с помощью программы “Mathcad” при максимальном
сопротивлении нагрузки.
Наихудший случай (максимальный коэффициент гармоник и
максимальный ток через конденсатор) получился при отбавке с γ = 0,63 и
минимальном напряжении на нагрузке.
L  800  106Ãí
6
Рассчитанные значения: Ñ  3  10 Ô
Коэффициент гармоник при этом КГ  0.973.
Рис.5.2. Форма АЧХ:
Передаточная функция для тока:
WIc  p, L, C 
p  C  RH
L  C  RH  p  (RH  R  C  L)  p  R  RH
2
WIc (, L, C)  WIc ( j , L, C)
Коэффициенты передачи гармоник тока (правой и левой):
KIR (n, L, C)  WIc (n  K  C , L, C)
KIL(n, L, C)  W(n  K  C , L, C)
50 

sin(n     )  
 T 
 T 

IC (t )  Em     
  sin  (n  K  C )  t  n  K 
 KIR (n, L, C)  sin  (n  K  C )  t  n  K 
 KIL(n, L, C) 


2 
2 

n 1  n    
 

Рис.5.3. Ток через конденсатор
Максимальный ток составляет 2А.
Действующее значение тока:
2
2
2
10
10
 E    WIc (C , L, C) 
 Em sin(n     )

 Em sin(n     )

IRMS   m



K
(
n
,
L
,
Ñ
)


 KIL(n, LÔ , ÑÔ ) 

IR
Ô Ô 
 

n
n
2

 n 1  2
 n 1  2

IRMS  0,987À
б) Выбор элементов
Конденсатор:
Выбран металлизированный полипропиленовый плёночный в
алюминиевом корпусе.
Точность ±5%.
Дроссель:
Расчет выходного фильтра
Исходные данные для расчета:
L=8мкГн, I=25 А, f=10 кГц, ΔI=1 А, ΔT=60°С.
Запасаемая энергия в дросселе рассчитывается по формуле:
I 
1


L I  
0.0008  25  
2 
2

WЭ  

 0.26 Дж
2
2
2
2
Рассчитаем коэффициент формы тока:
KФ 
I
1
25 
2 
2
 1.02
2

I
2
1


I 
252   
12
 12 
I
Для выбора типоразмера сердечника дросселя находим произведение
сечение сердечника на площадь его окна:
1
 2WЭ 104  1 y
4
SC SO  
  76.778 см
 Bm K И K j KФ 
В этой формуле Bm=0.7 Тл - индукция насыщения материала. Мы
выбрали сердечник из Гаммамет 54ДС. Kи=0.4 - коэффициент использования
окна, принимаем сами. K j  365 и y  0.13 - параметры, зависящие от геометрии
и исполнения сердечника, которые берутся из таблицы для заданного значения
перегрева.
Площадь сечения магнитопровода К12х8х5
SC  7 см 2
2
Площадь окна SО  11см
4
Произведение площадей сечения и окна SC  SO  77 см
d  8 см, D  12 см, h  5 см.
Объем магнитопровода найдем по формуле
2
2
D
d 
Vm   h     h    314.159 см3
2
2
Средняя длина витка для данного сердечника вычисляется по следующей
формуле
lср _ в


d
d2
2
 2h  1  K   2  0.5  D  d   0.5  D  d  d (1  K )  1  K  
4
16


1
2
 25.487 см
Коэффициент К=0,45.
Рассчитаем поверхность теплоотвода сердечника, учитывая обмотку:
St 


2

     D  d  K    h   D  d  K   D   593.95 см2

  


2
2

  


d
  D   K 
2
2
Средняя длина магнитной силовой линии
lср 
 (D  d )
2
 31.416 см
Найдем плотность тока в обмотке: j  K j (Sc So )  207.515 А / см
Зная плотность тока и сам ток через обмотку, находим необходимое
сечение провода
y
Sm 
2
Id 50.001

 0.144 см2
j
346
,
отсюда находим расчетный диаметр провода
d расч  2
Sm
0.144
2
 0.429 см
2
2
В соответствии со стандартом, выбираем провода марки ПСТД:
Тип
Диаметр, мм
ПСТД
4
Диаметры с
изоляцией, мм
4,33
Сечение, мм2
0,4
Сечение с
изоляцией, мм2
0,433
2
Рассчитаем эффективную площадь окна Sоэ  So  0.75  8.25 см
Находим число витков дросселя
W
Sоэ  0.6
 34 витка
Sиз
Рассчитаем магнитную проницаемость сердечника

L  lср
0  W  S c
2
100 
0.0008  25.487
100  252.844
4 107  342  7
Рассчитаем сопротивление обмотки
R  lср _ в W   106  15 103 Ом
,
где ρ=2,72 мкОм/см - удельное сопротивление меди.
Мощность, рассеиваемая в меди, находится по формуле:
Pm  I 2  R  1.457 Вт
Рассчитаем индукцию, амплитуда переменной составляющей находим из
выражения
B 
0  I W 100
2  lср
 0.015 Тл
Постоянная составляющая индукции:
B   0
I W
100  0.773 Тл
lср
Максимальная индукция
Bmax  B  B   0.789 Тл
Рассчитаем потери в сердечнике:
Удельные потери в магнитопроводе определяются по графику удельных
3
потерь, при частоте 40 кГц Pуд  0.06 Вт / см , тогда в сердечнике рассеивается
Pc  Pуд  Vm  0.06  341.159  18.85 Вт
Суммарные потери в дросселе складываются из потерь в сердечнике и
потерь а обмотке. Находим суммарные потери:
P  Pc  Pm  20.306 Вт
Рассчитаем перегрев:
Tрасч 
P
20.306

 28.49C
k  St 1.2 103  593
Перегрев не превышает допустимый, что говорит о верности
проведенного проектирования.
6. Моделирование силовой части
K K1
Kbreak
COUPLING = 0.99
Z9
Z10
IXGR60N60U1
2
1
Lbreak
Z13
Z14
IXGR60N60U1
2
3
3
IXGR60N60U1
2
3
3
1
IXGR60N60U1
2
1
R5
10
1
R7
10
10
+
-
E5
+
-
L1
E7
+
-
+
-
V
K5
K7
K6
K8
0
0
+
-
Lbreak
E6
L5
1
+
-
+
-
9
2
+
-
L2
R6
10
0.8mH
E8
R8
10
C1
3u
Uc
1
VOFF = 0
VAMPL = 187
FREQ = 50
2
R9
K1_K4
V1
V1 = 0
V2 = 10
TD = 0
TR = 10n
TF = 10n
PW = 100u
PER = 200u
0
K2_K3
V1 = 10
V2 = 0
TD = 0
TR = 10n
TF = 10n
PW = 100u
PER = 200u
K K2
1
3
3
Kbreak
COUPLING = 0.99
2
IXGR60N60U1
Z12
IXGR60N60U1
L4
V7
0
Z15
0
L3
Lbreak
0
11
Z2
1
V8
1
R1
10
1
1
0
E1
+
-
+
-
0
K2_K3
K6
K1_K4
0
R2
10
0
1
2
Z4
IXGR60N60U1
R4
10
1
3
3
0
E4
-
V6
+
V1 = 10
V2 = 0
TD = 175u
TR = 10n
TF = 10n
PW = 100u
PER = 200u
E2
+
-
V5
+
-
+
-
V1 = 0
V2 = 10
TD = 175u
TR = 10n
TF = 10n
PW = 100u
PER = 200u
E3
K2_K3
0
beta
IXGR60N60U1
2
R3
10
K1_K4
K5
Z5
Z6
IXGR60N60U1
2
3
3
K8
+
-
V1 = 0
V2 = 10
TD = 25u
TR = 10n
TF = 10n
PW = 100u
PER = 200u
IXGR60N60U1
10
0
1
2
Z3
IXGR60N60U1
Рис.6.1 Схема силовой части в среде Orcad.
Рис.6.2 Напряжение на входе фильтра
RH
70
2
Lbreak
+
-
K7
3
3
V2
Z1
V1 = 10
V2 = 0
TD = 25u
TR = 10n
TF = 10n
PW = 100u
PER = 200u
2
V
0
1
IXGR60N60U1
Z16
Z11
1
IXGR60N60U1 IXGR60N60U1
2
3
3
2
alfa
1
2
Z8
IXGR60N60U1
1
3
3
2
IXGR60N60U1
Z7
Рис.6.3 Напряжение на входе фильтра (увеличенное)
Рис.6.4 Напряжение на трансформаторе Т2
Рис.6.5 Напряжение на ключах демодулятора
Рис.6.6 Импульсы управления демодулятора
Рис.6.7 Напряжение на выходе стабилизатора
Рис.6.8 Напряжение на выходе стабилизатора (увеличенное)
7. Оценка энергетической эффективности разработанного устройства
Эффективность стабилизатора определяется его КПД. Основная часть
потерь приходится на транзисторы.
Поскольку расчёт потерь при данном виде модуляции достаточно сложен,
оцениваем
эффективность
устройства
с
помощью
моделирования
с
использованием моделей реальных транзисторов (взяты с сайта производителя).
Определяем с помощью моделирования среднюю мощность потерь в каждом
ключе в различных режимах.
Вероятно, наибольшие потери будут при наибольшем напряжении сети.
Наибольшие потери - в режиме максимальной отбавки.
Потери в демодуляторе
Рис.7.1.
Рис.7.2.
Потери в инверторе
Рис.7.3.
Рис.7.4.
Суммарные потери:
Pï î ò  PÈ 1  PÈ 2  PÄÌ 1  PÄÌ
2
 380  360  400  360  1500Âò
 
.
3000
 100%  68%
3000  1500
.
КПД преобразователя составляет
Наименьшие потери при прямой передаче. Трансформатор работает на
холостом ходу, ток из сети протекает только через ключи демодулятора.
III. Расчёт параметров системы управления
Рис. Принципиальная схема системы управления
1. Выбор измерительного трансформатора и элементов для системы
управления
Согласно напряжению на выходе стабилизатора переменного напряжения
выберем измерительный трансформатор TV3
Выбираем измерительный трансформатор с параметрами, приведенными
в табл.1.
Дополнительные характеристики:
Пульсация, %…………………..…………….……0,04
Время установления ,с…………………..………….0,1
Параметры источника питания:
•напряжение, В…………………………….220, 240
•частота, Гц………………….………………..49-600
Температура окружающей…………...…от минус 30 до плюс 50°С
Относительная влажность, %……………………….от 30 до 80
Масса, кг…………………………..…..………....0,4
Таблица 1.Основные характеристики трансформатора Е842/1.
Наименование и тип Класс
прибора
точности,
%
1
Преобразователь
Е842/1
2
1,0
Диапазон измерения Сопротивление
сигналов
нагрузки
вход
3
0-600В
выход
4
0-5 В
Потребляемая
мощность
5
6
0...2,5 кОм (любое 1,0 В·А
значение в
указанном
диапазоне без
подстройки
преобразователя
Габаритные
размеры , мм
7
80х80х90
Для определения действующего значения будет использована микросхема
DA1 (AD736) со следующими параметрами:
Схема подключения:
Выберем вычетатель DA3:
Данная схема предназначена для получения разности двух напряжений,
при этом каждое из них предварительно умножается на некоторую константу
(константы определяются резисторами).
Если R1=R2=Rf=Rg имеем: Vout=(V1-V2)
Разработка
схемы
генератора
тактовых
импульсов
и
генератора
пилообразного напряжения
Используем микросхему ICL8038, которая представляет из себя генератор
высокой
точности
прямоугольного,
синусоидального,
треугольного,
пилообразного импульсов с минимум внешних компонентов.
Особенности:
диапазон частот получения сигнала: 0.001Гц…300кГц
диапазон коэффициента заполнения для прямоугольного импульса: 2-98%
Низкие искажения для синусоидального сигнала 1%
Высокая линейность для треугольного сигнала: 0.1%
высокий уровень выходного напряжения: TTL…28В
Типовая схема включения микросхемы
Рассчитаем номиналы компонентов схемы для ГТИ с периодом 100мкс:
рассчитаем время импульса по формуле:
Выберем Ra=1кОм
Следовательно,
С
t1  0.66 0.0001  0.66

 66, 4нФ
RA
1000
время спада равняется времени нарастания то RB выбирается равным RА
RB=1кОм. Сопротивление RL=4.7кОм.
Для получения спадающей пилы используем источник +10В из которого
будем вычитать нарастающую пилу. Для операции вычитания используем
вычетатель на операционном усилителе:
Данная схема предназначена для получения разности двух напряжений,
при этом каждое из них предварительно умножается на некоторую константу
(константы определяются резисторами).
Если R1=R2=Rf=Rg=10Ом имеем: Vout=(V1-V2)
2. Моделирование системы управления
0
U13
0
1
2
3
E1
+
-
+
-
E
V
R1
10
4
5
6
7
COM
VS
VOUT
CAV
V2
AD736
R2
F1
CC
VIN
CF
NVS
10
10
C1
V7
0
10
0
0
F
33u
0
V1
C2
VOFF = 0
VAMPL = 187
FREQ = 50
5
10u
C3
R3
2k
100n
0
0
0
V+
1
+
0
-
2
V6
V1 = 0
V2 = 20
TD = 0
TR = 199.99u
TF = 1n
PW = 1u
PER = 200u
0
Рис.2.1. Схема модели системы управления
Рис.2.2. Напряжение на входе AD736
V3
V
V-
OUT
AD648A
3
OUT
4
0.1055
4
V
R4
AD648A
3
1k
V-
1
+
V4 U17A
V+
8
V5 U18A
8
10
15
-
3
2
0
0
0
Рис.2.3.
Напряжение
на
выходе
AD736
ПИ-регулятора
Рис.2.4. Импульсы управления демодулятором
и
входное
напряжение
Заключение
В ходе проделанной курсовой работы был разработан стабилизатор
переменного напряжения (силовая часть и система управления) с довольно
неплохими показателями стабилизации. Отклонение выходного напряжения не
превышает 1%, так же была освоена методика расчета фильтра по известной
величине коэффициента гармоник.
Список литературы
1.
Стабилизаторы
переменного
напряжения
с
высокочастотным
широтно-импульсным регулированием/ А.В. Кобзев, Ю.М. Лебедев, Г.Я.
Михальченко
.
А. Дж. Пейтон, В. Волш Аналоговая электроника на операционных
усилителях.
.
Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника: Справочное
руководство.
.
Мелешин, В.И. Транзисторная преобразовательная техника / В.И.
Мелешин. - М.: Техносфера, 2005. - 632 с.
.
Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры: справочник /
под. ред. Г.С. Найвельта. - М.: Радио и связь, 1985. - 210 с.
.
Александров, К.К. Электротехнические чертежи и схемы / К.К.
Александров, Е.Г. Кузьмина. - М.: Энергоатомиздат, 1990. - 288 с.