Перевод Влияние отверстий в компланаре Optimizing Test Boards for 50 GHz End Launch Connectors

Test Equipment and Techniques
An Agilent 8510C network analyzer was used for most of the published measurements (in the loss
section an Agilent PNA was used). The test port connectors used were 2.4 mm connectors and the
frequency range for all measurements was DC to 50 GHz. Calibration was a full 12-term SOLT calibration
with sliding loads. The TDR measurements were set up as low pass step in real units. All of the data was
taken from the same calibration. Some internal verification of data was done on an Anritsu 37297
network analyzer.
Для большинства опубликованных измерений использовался анализатор цепей Agilent 8510C (в
разделе потерь использовался PNA Agilent). Используемые разъемы тестового порта представляли
собой разъемы 2,4 мм, а диапазон частот для всех измерений составлял от 0 до 50 ГГц.
Калибровка представляла собой полную 12-кратную калибровку SOLT со скользящими
нагрузками. Измерения TDR были настроены как шаг низких частот в реальных единицах. Все
данные взяты из одной калибровки. Некоторая внутренняя проверка данных была выполнена на
анализаторе цепей Anritsu 37297.
Purpose
For many years Southwest Microwave, Inc. has manufactured field replaceable connectors and launch
accessories where connector performance was easily verified by measuring two connectors back-toback as a two-port device. The responsibility for packaging and board layout fell to the user to develop
independently. With the introduction and success of Southwest Microwave end launch connectors, the
packaging responsibility has fallen to SMI; the user is now only responsible for board layouts. To assure
maximum performance of the SMI end launch connectors, equally high performance test boards were
needed to accurately measure the connectors. In the pursuit of high performance test boards, it was
decided to broaden the research project and begin a comprehensive study of board layout design
variables and their effects on microwave performance.
В течение многих лет компания Southwest Microwave, Inc. производила разъемы, заменяемые в
полевых условиях, и аксессуары для запуска, где рабочие характеристики разъемов легко
проверялись путем измерения двух разъемов, расположенных вплотную друг к другу, как
двухпортового устройства. Ответственность за упаковку и компоновку платы легла на
пользователя, разработавшего самостоятельно. С введением и успехом концевых пусковых
разъемов Southwest Microwave ответственность за упаковку перешла к SMI; теперь пользователь
отвечает только за макеты плат. Чтобы обеспечить максимальную производительность концевых
соединителей SMI, для точного измерения соединителей требовались испытательные платы с
такими же высокими характеристиками. В погоне за высокопроизводительными испытательными
платами было решено расширить исследовательский проект и начать всестороннее изучение
переменных конструкции платы и их влияния на характеристики микроволнового излучения.
Scope of the Evaluation
This evaluation explores transitions of grounded coplanar waveguide (GCPWG) and microstrip lines to
coaxial connectors with the use of SMI end launch connectors. The baseline for the GCPWG portion of
this study is an older board design that worked reasonably well to 45 GHz. The use of 3-D simulation was
included in this evaluation. The mechanics of the layouts were done by a consultant (Petra Microwave)
and the boards were fabricated by Accurate Circuit Engineering in Southern California. The material was
supplied as samples by Rogers Corp
В этой оценке исследуются переходы заземленных копланарных волноводов (GCPWG) и
микрополосковых линий на коаксиальные соединители с использованием концевых пусковых
соединителей SMI. Базовым уровнем для части GCPWG этого исследования является более старая
конструкция платы, которая достаточно хорошо работала до 45 ГГц. В эту оценку было включено
использование трехмерного моделирования. Механика макетов была выполнена консультантом
(Petra Microwave), а платы были изготовлены компанией Accurate Circuit Engineering в Южной
Калифорнии. Материал был предоставлен в виде образцов компанией Rogers Corp.
Comparison of GCPWG and Microstrip
This study was conducted by (SMI) to evaluate grounded coplanar waveguide (GCPWG) launches and
lines, top ground (coplanar) launches to microstrip lines, and microstrip lines running straight to the
edge of the board on 30 mil Rogers 4350 boards. Microstrip structures on substrates this thick (0.030”)
have many drawbacks. There is the effect of dispersion which changes the impedance of the line over
frequency. There is also significant radiated loss from microstrip at frequencies above 30 GHz. Another
drawback is the line widths are much wider than a coaxial line which would match the board thickness
because of the low dielectric constant of these materials, so either an overly large coaxial is used or the
microstrip line has to be tapered and matched properly to the coax. Microstrip does have an advantage
in line loss. Shown here are the results of one microstrip line straight to the edge and another with a top
ground launch. These represented the best of their types of over 30 lines and launches that were tested.
It can be seen in this data that above 30 GHz the slope of the loss increases, showing where radiated
loss starts to dominate. Without the top ground the performance of the board at frequencies over 30
GHz degrades rapidly. GCPWG addresses these drawbacks. The impedance is more stable over
frequency. When the ground vias are properly implemented there is a great reduction in radiated loss.
And with GCPWG, where the geometry is arbitrary, there is the ability to choose line and ground widths
that better match a coax line.
Это исследование было проведено (SMI) для оценки пусков и линий заземленных копланарных
волноводов (GCPWG), пусков сверху (компланарных) к микрополосковым линиям и
микрополосковых линий, идущих прямо к краю платы на платах Rogers 4350 толщиной 30 мил.
Микрополосковые структуры на подложках такой толщины (0,030 дюйма) имеют много
недостатков. Существует эффект дисперсии, который изменяет импеданс линии в зависимости от
частоты. Также существуют значительные потери из-за излучения микрополоскового кабеля на
частотах выше 30 ГГц. Другим недостатком является то, что ширина линии намного шире, чем у
коаксиальной линии, которая соответствовала бы толщине платы из-за низкой диэлектрической
проницаемости этих материалов, поэтому либо используется слишком большая коаксиальная
линия, либо микрополосковая линия должна быть сужена и должным образом согласована с
толщиной платы. уговорить Микрополосковые кабели имеют преимущество в потерях в линии.
Здесь показаны результаты одной микрополосковой линии прямо к краю, а другой - с запуском
сверху на землю. Они представляли лучшие из своих типов из более чем 30 линий и запусков,
которые были протестированы. Из этих данных видно, что на частотах выше 30 ГГц наклон потерь
увеличивается, показывая, где начинают преобладать излучаемые потери. Без верхнего
заземления производительность платы на частотах выше 30 ГГц быстро ухудшается. GCPWG
устраняет эти недостатки. Импеданс более стабилен по частоте. Когда заземляющие переходы
выполнены правильно, потери на излучение значительно снижаются. А с GCPWG, где геометрия
произвольна, есть возможность выбрать ширину линии и земли, которые лучше соответствуют
коаксиальной линии.
Final Test Results
Shown here is the final GCPWG structure. The next few sections of this paper will show how the details
of the launch geometry (trace taper) and the correct via placement were worked out. This final result
shows that GCPWG can create boards with much higher frequency performance than what microstrip
may be limited to on the same material.
Здесь показана окончательная структура GCPWG. Следующие несколько разделов этой статьи
покажут, как были проработаны детали геометрии запуска (конус трассы) и правильное
размещение переходного отверстия. Этот окончательный результат показывает, что GCPWG
может создавать платы с гораздо более высокими частотными характеристиками, чем то, что
может быть ограничено микрополосками на том же материале.
Review of Original Test Board (2003)
When the end launch connectors were first introduced in 2003, a one-inch long GCPWG test board was
developed for testing. One of these original test boards was used in this study to establish the baseline
performance of the connectors. Below are the results of the original end launch connector test board
and a drawing of the board. The data shows the characteristic glitch in the loss starting at 45 GHz that is
characteristic of this board.
Когда в 2003 году впервые были представлены концевые пусковые разъемы, для тестирования
была разработана тестовая плата GCPWG длиной один дюйм. Одна из этих оригинальных
тестовых плат использовалась в этом исследовании для определения базовой
производительности разъемов. Ниже приведены результаты тестирования оригинальной платы с
торцевым пусковым разъемом и чертеж платы. На данных виден характерный сбой в потерях
начиная с 45 ГГц (см. график ниже), характерный для этой платы.
Time Domain (TDR) Test Data
The TDR data is in real units over time. It shows the discontinuity at the launch and the impedance of
the board.
Данные TDR представлены в реальных единицах с течением времени. Он показывает разрыв при
запуске и импеданс платы.
Reproduction of Original Test Board (2007)
This reproduction was fabricated in the same lot in 2007 as the test boards used in the rest of this study.
The purpose is to tie the results of this lot of boards to the results from the original test board fabricated
in 2003. Below are the results of the reproduction of the original test board. The results are very similar
to the original board including the glitch in the insertion loss at 45 GHz. The VSWR slowly rises through
45 GHz to 1.6:1 as on the original board.
Эта копия была изготовлена той же партией в 2007 году, что и тестовые платы, использованные в
остальной части этого исследования. Цель состоит в том, чтобы связать результаты этой партии
плат с результатами оригинальной тестовой платы, изготовленной в 2003 году. Ниже приведены
результаты воспроизведения оригинальной тестовой платы. Результаты очень похожи на
исходную плату, включая сбой во вносимых потерях на частоте 45 ГГц. КСВ медленно
увеличивается на частоте 45 ГГц до 1,6:1, как и на оригинальной плате.
3-D Simulation (Original GCPWG Test Board)
Simulation can be used to predict results of these types of structures then changes are made and the
results of that change are viewed without having to fabricate and test actual hardware. Decent
correlation of the known performance of this test board was achieved with CST Microwave Studio® (CST
MWS) Simulation. CST provided the simulations.
Моделирование можно использовать для прогнозирования результатов этих типов структур,
после чего вносятся изменения, и результаты этих изменений просматриваются без
необходимости изготовления и тестирования реального оборудования. Достойная корреляция
известной производительности этой тестовой платы была достигнута с помощью CST Microwave
Studio® (CST MWS) Simulation. CST предоставил симуляции.
CST MWS Model
The 3-D simulation model is created by only looking at the transition blocks and the test board. The
biggest discontinuity in the transmission line is the transition from coax to PCB. The worst transmission
line is the PCB. The two coaxial connectors are well matched and have very low loss, so even without
them in the simulation, a very good correlation to the actual performance can be achieved.
Трехмерная имитационная модель создается только при просмотре переходных блоков и
тестовой платы. Самым большим разрывом в линии передачи является переход с коаксиального
кабеля на печатную плату. Наихудшей линией передачи является печатная плата. Два
коаксиальных соединителя хорошо согласованы и имеют очень низкие потери, поэтому даже без
них в моделировании может быть достигнута очень хорошая корреляция с реальными
характеристиками.
Simulation Results
The insertion loss has a dip at 45 GHz and the VSWR slowly rises over frequency from below 1.2:1 to
1.6:1 through 45 GHz. Both of these are characteristic of the test board and show good correlation of
simulated to measured.
Вносимые потери имеют спад на частоте 45 ГГц, а КСВ медленно увеличивается на частоте от
менее 1,2:1 до 1,6:1 до 45 ГГц. Оба они характерны для тестовой платы и показывают хорошую
корреляцию смоделированного с измеренным.
Improving Match
Determination of the Optimal Launch – Taper (Version 1)
At the end of the board where the launch from the board’s microwave transmission structure, to a
coaxial line occurs there is a pin from the coax sitting on top of the board. This added metal creates an
increase in capacitance that has to be addressed for optimal performance. The way to compensate for
the capacitance of the pin is to add inductance to the board. This can be done in both microstrip and
grounded coplanar waveguide (GCPWG) by narrowing the trace. The method used here is reducing the
trace, what is referred to as a taper. This is the first study where the taper of GCPWG is examined in
detail. The traditional way a taper was determined was to match the width of the trace with the coax
launch pin, then taper it out to the proper microstrip width over the distance that the pin sits on the
line. It has been shown in earlier test boards that this may be over-compensating for the capacitance, so
the CST MWS 3-D model was again used to get a prediction.
На конце платы, где происходит запуск от структуры микроволновой передачи платы к
коаксиальной линии, находится контакт от коаксиального кабеля, сидящий на верхней части
платы. Этот добавленный металл создает увеличение емкости, которое необходимо учитывать
для достижения оптимальной производительности. Способ компенсировать емкость штыря
состоит в том, чтобы добавить индуктивность к плате. Это можно сделать как в микрополосковом,
так и в заземленном копланарном волноводе (GCPWG) за счет сужения трассы. Используемый
здесь метод заключается в уменьшении следа, который называется конусностьюъ. Это первое
исследование, в котором подробно рассматривается сужение GCPWG. Традиционный способ
определения конусности заключался в том, чтобы согласовать ширину дорожки с пусковым
штифтом коаксиального кабеля, а затем сузить ее до нужной ширины микрополоски на
расстоянии, на котором штифт находится на линии. В более ранних тестовых платах было
показано, что это может привести к чрезмерной компенсации емкости, поэтому для получения
прогноза снова использовалась трехмерная модель CST MWS.
Optimized Taper (Version 2)
The second taper design was developed using CST Microwave Studio’s optimization routine. The taper
length was kept the same, but the final dimension at the edge of the board was increased. This still adds
some inductance to the board right at the launch, but it is less inductive than the first taper design. The
simulation results show excellent results for S11, much better than could be realized in practice and the
insertion loss is very smooth up to the normal 45 GHz glitch always seen.
Вторая конструкция конуса была разработана с использованием процедуры оптимизации CST
Microwave Studio. Длина конуса осталась прежней, но окончательный размер на краю доски был
увеличен. Это по-прежнему добавляет некоторую индуктивность плате прямо при запуске, но она
менее индуктивная, чем первая конструкция с конусом. Результаты моделирования показывают
отличные результаты для S11, намного лучшие, чем можно было бы реализовать на практике, а
вносимые потери очень плавные, вплоть до обычно наблюдаемого сбоя на частоте 45 ГГц.
Improving Bandwidth
Bandwidth is Related to Via Spacing
Channelized Coplanar Waveguide
While doing research into proper via placement, a reference to “channelized coplanar waveguide” was
found that explained the function of the vias as it related to bandwidth. Channelized coplanar
waveguide is a GCPWG structure with lateral walls that create another waveguide mode and stops
surface wave inside the structure from being created.
При исследовании правильного размещения переходных отверстий была обнаружена ссылка на
«канальный копланарный волновод», которая объясняет функцию переходных отверстий в связи
с полосой пропускания. Канальный копланарный волновод представляет собой структуру GCPWG
с боковыми стенками, которые создают другую моду волновода и препятствуют созданию
поверхностной волны внутри конструкции.
Purpose of the Vias
Once it was determined that placing lateral walls would increase the bandwidth of the circuit and that
the vias were acting as a microwave wall, the spacing of the vias became more predictable. In general,
microwave energy will reflect from openings less than a quarter wavelength of the signal. The other
determining factor in the high frequency performance of the vias is the spacing between the rows of the
vias. The wider the spacing, the lower the cutoff frequency and the closer the spacing the higher the
cutoff frequency.
Как только было определено, что размещение боковых стенок увеличит пропускную способность
схемы и что переходные отверстия действуют как микроволновая стена, расстояние между
переходными отверстиями стало более предсказуемым. Как правило, микроволновая энергия
будет отражаться от отверстий менее чем на четверть длины волны сигнала. Другим
определяющим фактором высокочастотных характеристик переходных отверстий является
расстояние между рядами переходных отверстий. Чем шире интервал, тем ниже частота среза, а
чем ближе интервал, тем выше частота среза.
Realization of Lateral Walls by Closely Spaced Vias
The illustration above shows the Grounded Coplanar Waveguide (GCPWG) used for these test boards.
Rows of plated through vias are used to tie the top ground planes to the bottom ground plane,
simulating a wall as shown in shadow between the vias (see illustration on left).
На приведенном выше рисунке показан заземленный копланарный волновод (GCPWG),
используемый для этих тестовых плат. Ряды покрытых металлом сквозных переходных отверстий
используются для привязки верхних заземляющих плоскостей к нижней заземляющей плоскости,
имитируя стену, как показано в тени между переходными отверстиями (см. иллюстрацию слева).
Analysis of the Test Boards
Analysis of Original Board
The original test board shows VSWR gently increasing over frequency through 50 GHz. This increase in
VSWR is due to the match and as seen in the previous section can be addressed by introducing a taper
at the launch. The insertion loss is fairly smooth until 45 GHz. The reason for the glitch at 45 GHz most
likely is a function of the vias which will be investigated in this section. The original test board has 25
vias of 0.020” in diameter and equally spaced at 0.040” centers. Since the purpose of the vias is to
create a “wall” the important dimension of the vias is the space between the vias, or the dimension
from the edge of one via to the edge of the next via. For this board the spacing is 0.029” which in
RO4350 with a dielectric constant of 3.66 corresponds to a frequency of 53 GHz. The via rows spacing is
0.112” and is also a determinant in the performance of the board. Again, closer spacing should lead to
higher frequency operation.
Исходная тестовая плата показывает плавный рост КСВ на частоте до 50 ГГц. Это увеличение КСВ
происходит из-за СОГЛАСОВАНИЯ, и, как показано в предыдущем разделе, его можно устранить,
введя конусность при запуске. Вносимые потери довольно плавные до 45 ГГц. Причина сбоя на
частоте 45 ГГц, скорее всего, связана с переходными отверстиями, которые будут исследованы в
этом разделе. Исходная тестовая плата имеет 25 переходных отверстий диаметром 0,020 дюйма,
расположенных на равном расстоянии друг от друга с шагом 0,040 дюйма. Так как целью
переходных отверстий является создание «стены», важным размером переходных отверстий
является пространство между переходными отверстиями или расстояние от края одного
сквозного отверстия до края следующего сквозного отверстия. Для этой платы расстояние
составляет 0,029 дюйма, что в RO4350 с диэлектрической проницаемостью 3,66 соответствует
частоте 53 ГГц. Расстояние между рядами переходных отверстий составляет 0,112 дюйма и также
является определяющим фактором производительности платы. Опять же, более близкое
расстояние должно привести к работе на более высокой частоте.
Analysis of Test Board with 3 Vias
With only 3 vias on a one-inch board, the spacing between the vias is 0.460”. The quarter wavelength
frequency in RO4350 is 3 GHz. The board operates without any glitches to 5 GHz so there is some
correlation shown.
Имея всего 3 переходных отверстия на однодюймовой плате, расстояние между переходными
отверстиями составляет 0,460 дюйма. Частота четверти длины волны в RO4350 составляет 3 ГГц.
Плата работает без сбоев до 5 ГГц, так что некоторая корреляция показана.
Analysis of Test Board with 7 Vias
With 7 vias on a one-inch board, the spacing between the vias is 0.146”. The quarter wavelength
frequency in RO4350 is 11 GHz. The board operates without any glitches to 13 GHz so there is more
correlation shown and a clear improvement as the spacing between the vias is decreased.
При 7 переходных отверстиях на однодюймовой плате расстояние между переходными
отверстиями составляет 0,146 дюйма. Частота четверти длины волны в RO4350 составляет 11 ГГц.
Плата работает без каких-либо сбоев до 13 ГГц, поэтому наблюдается большая корреляция и
явное улучшение по мере уменьшения расстояния между переходными отверстиями
Analysis of Test Board with 13 Vias With
13 vias on a one-inch board, the spacing between the vias is 0.0683”. The quarter wavelength frequency
in RO4350 is 23 GHz. The board operates without any drastic glitches to 35 GHz so there is even more
correlation shown and a clear improvement as the spacing between the vias is decreased.
13 переходных отверстий на однодюймовой плате, расстояние между переходными отверстиями
0,0683 дюйма. Частота четверти длины волны в RO4350 составляет 23 ГГц. Плата работает без
каких-либо резких сбоев до 35 ГГц, поэтому наблюдается еще большая корреляция и явное
улучшение по мере уменьшения расстояния между переходными отверстиями.
Analysis of Test Board with 25 Vias
This is the reproduction of the original test board. It has been seen in the previous boards that they will
work somewhat above the quarter wavelength frequency so this board should work easily to 50 GHz.
There is still the glitch at 45 GHz so there must be some other factor involved.
Это репродукция оригинальной тестовой платы. На предыдущих платах было замечено, что они
будут работать несколько выше частоты четверти длины волны, поэтому эта плата должна легко
работать до 50 ГГц. На частоте 45 ГГц все еще есть сбой, поэтому здесь должен быть задействован
какой-то другой фактор.
Analysis of Wider Row Spacing (126 mils)
It has been speculated that making the rows closer will increase the bandwidth of the board. To
determine the effect of the row spacing a board was made where the rows were moved out to 0.126”
from the original 0.112”.
Было высказано предположение, что сближение рядов увеличит пропускную способность доски.
Чтобы определить влияние расстояния между рядами, была изготовлена доска, в которой ряды
были раздвинуты на 0,126 дюйма по сравнению с исходными 0,112 дюйма.
Analysis of Closer Row Spacing (98 mils)
The original test board had a spacing from the centers of the rows of 0.112”. A reduction of this spacing
should increase the frequency response of the board. A distance of 0.098” was chosen as it was the
closest spacing to the coplanar structure that could be achieved in normal board manufacturing
processes. The data from the test board with a 0.098” spacing confirms the increased bandwidth of the
board and the loss curve is smooth through 50 GHz.
Исходная тестовая плата имела расстояние от центров рядов 0,112 дюйма. Уменьшение этого
расстояния должно увеличить частотную характеристику платы. Было выбрано расстояние 0,098
дюйма, так как это было самое близкое расстояние к копланарной структуре, которое можно было
бы получить в обычных процессах производства плат. Данные тестовой платы с интервалом 0,098
дюйма подтверждают увеличенную полосу пропускания платы, а кривая потерь гладкая до 50 ГГц.
Loss Comparison
Loss (1” Straight Microstrip Test Board 15c – S/N 51)
This data shows how microstrip straight to the edge of the board on 30 mil RO4350 has 2 distinct slopes
depending on frequency. The low frequency loss is dominated by board loss and the high frequency loss
is dominated by radiated loss. To calculate board loss the low frequency region should be used.
Эти данные показывают, что микрополоска прямо к краю платы на RO4350 толщиной 30 мил
имеет 2 различных наклона в зависимости от частоты. В потерях на низких частотах преобладают
потери на плате, а в потерях на высоких частотах преобладают потери на излучение. Для расчета
потерь в плате следует использовать область низких частот.
Loss (2.5” Straight Microstrip Test Board 20c – S/N 54)
Again this data shows how microstrip straight to the edge of the board on 30 mil RO4350 has 2 distinct
slopes depending on frequency. The low frequency loss is dominated by board loss and the high
frequency loss is dominated by radiated loss. Note that even though the board is longer, the total loss is
comparable at 50 GHz. This shows that the radiated loss is most likely occurring mostly at the launch.
Опять же, эти данные показывают, что микрополоска прямо к краю платы на RO4350 толщиной 30
мил имеет 2 различных наклона в зависимости от частоты. В потерях на низких частотах
преобладают потери на плате, а в потерях на высоких частотах преобладают потери на излучение.
Обратите внимание, что хоть плата и длиннее, общие потери сопоставимы на частоте 50 ГГц. Это
показывает, что потери на излучение, скорее всего, происходят в основном при подключении
разъема.
Loss (1” Top Ground Microstrip Test Board 14c – S/N 52)
This data shows how microstrip with a top ground launch on 30 mil RO4350 has 2 distinct slopes
depending on frequency. The low frequency loss is dominated by board loss and the high frequency loss
is dominated by radiated loss. To calculate board loss the low frequency region should be used.
Эти данные показывают, как микрополосковая полоса с запуском сверху на землю на RO4350
толщиной 30 мил имеет 2 различных наклона в зависимости от частоты. В потерях на низких
частотах преобладают потери на плате, а в потерях на высоких частотах преобладают потери на
излучение. Для расчета потерь в плате следует использовать область низких частот.
Loss (2.5” Top Ground Microstrip Test Board 19c – S/N 53)
Again this data shows how microstrip with a top ground launch on 30 mil RO4350 has 2 distinct slopes
depending on frequency. The low frequency loss is dominated by board loss and the high frequency loss
is dominated by radiated loss. Note that even though the board is longer, the total loss is comparable at
50 GHz. This shows that the radiated loss is most likely occurring mostly at the launch.
Опять же, эти данные показывают, что микрополосковая полоса с запуском сверху на RO4350
толщиной 30 мил имеет 2 различных наклона в зависимости от частоты. В потерях на низких
частотах преобладают потери на плате, а в потерях на высоких частотах преобладают потери на
излучение. Обратите внимание, что хоть плата и длиннее, общие потери сопоставимы на частоте
50 ГГц. Это показывает, что потери на излучение, скорее всего, происходят в основном при
подключении разъема.
Loss (1” GCPWG Test Board 2 – S/N 10)
This data shows how grounded coplanar waveguide (GCPWG) on 30 mil RO4350 has a linear loss curve
over frequency. There is not the radiated loss that the microstrip boards have, but the board loss is
significantly higher.
Эти данные показывают, как заземленный копланарный волновод (GCPWG) на 30-миллиметровом
RO4350 имеет линейную кривую потерь в зависимости от частоты. Нет потерь на излучение,
которые есть у микрополосковых плат, но потери платы значительно выше.
Loss (2.5” GCPWG Test Board 12b – S/N 45)
Again this data shows how GCPWG on 30 mil RO4350 has a linear loss curve over frequency. But the
higher board loss can make longer GCPWG boards have significantly higher loss at frequencies where
microstrip board loss is not swamped by radiated losses.
Опять же, эти данные показывают, что GCPWG на RO4350 толщиной 30 мил имеет линейную
кривую потерь в зависимости от частоты. Но более высокие потери платы могут привести к тому,
что более длинные платы GCPWG будут иметь значительно более высокие потери на частотах, где
потери микрополосковой платы не перекрываются излучаемыми потерями
Loss (Summary)
The differences between the loss curves of microstrip run straight to the edge of the board, microstrip
with a top ground launch, and GCPWG have been shown in this study. The microstrip run straight to the
edge had the most radiated loss, but at lower frequencies the loss was reasonable. The microstrip with a
top ground launch had less radiated loss than the straight microstrip and much more radiated loss than
GCPWG. The GCPWG had much less radiated loss, but much more line loss.
В этом исследовании были показаны различия между кривыми потерь микрополоскового участка,
проходящего прямо к краю платы, микрополоскового участка с выходом сверху на землю и
GCPWG. Микрополоска, идущая прямо к краю, имела самые большие потери на излучение, но на
более низких частотах потери были приемлемыми. Микрополоска с запуском сверху земли имела
меньшие потери из-за излучения, чем прямая микрополоска, и гораздо большие потери из-за
излучения, чем GCPWG. У GCPWG были гораздо меньшие потери из-за излучения, но гораздо
большие потери в линии.
Conclusion
For 30 mil thick RO4350 substrates used for up to 50 GHz, properly designed grounded coplanar
waveguide (GCPWG) has been shown to have some advantages. But for loss there are applications
where microstrip would be the better choice. This means the application would determine which
structure is the best to use. If loss is the only concern for longer lines microstrip will be the better
choice. For bandwidth, isolation, and if lines are very short then GCPWG would be the better choice.
Hopefully this study has been helpful to board designers working at microwave frequencies to have a
better understanding of launch and transmission line structures.
Было показано, что для подложек RO4350 толщиной 30 мил, используемых на частотах до 50 ГГц,
правильно спроектированный заземленный копланарный волновод (GCPWG) имеет некоторые
преимущества. Но для потерь есть приложения, где микрополосковые были бы лучшим выбором.
Это означает, что приложение будет определять, какую структуру лучше всего использовать. Если
потеря является единственной проблемой для более длинных линий, лучшим выбором будет
микрополосковая шина. Для пропускной способности, изоляции и если линии очень короткие,
лучшим выбором будет GCPWG. Надеемся, что это исследование помогло разработчикам плат,
работающим на микроволновых частотах, лучше понять структуру линий запуска и передачи.