Серия «Библиотека студента» В. В. Логвинов, В. В. Фриск Схемотехника телекоммуникационных устройств, радиоприемные устройства систем мобильной и стационарной радиосвязи, теория электрических цепей ЛАБОРАТОРНЫЙ ПРАКТИКУМ - II НА ПЕРСОНАЛЬНОМ КОМПЬЮТЕРЕ Рекомендовано УМО по образованию в области телекоммуникаций в качестве учебного пособия для студентов высших учебных заведений, обучающихся по направлению подготовки бакалавров и магистров 210700 Инфокоммуникационные технологии и системы связи по профилю Системы радиосвязи и радиодоступа и Системы мобильной связи. Москва СОЛОН-ПРЕСС 2011 УДК 621.396.218 ББК 32.884.1 Л 69 Рецензенты: Р.Б. Мазепа, профессор (МАИ) В.В. Баринов, профессор (МГИЭТ) Логвинов В. В., Фриск В. В. Схемотехника телекоммуникационных устройств, радиоприемные устройства систем мобильной и стационарной радиосвязи, теория электрических цепей. Лабораторный практикум – II на персональном компьютере. — М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2011. — 656.: ил. — (Серия «Библиотека студента») ISBN 978-5-91359-092-3 Данное учебное пособие фактически является продолжением вышедшей в 2008 году книги Фриск В.В., Логвинов В.В. «Основы теории цепей, основы схемотехники, радиоприемные устройства. Лабораторный практикум на персональном компьютере». Пособие состоит из двух частей. В первой части представлены лабораторные работы по дисциплине «Теории электрических цепей». Во второй части приведены лабораторные работы для студентов изучающих дисциплины «Схемотехника телекоммуникационных устройств», «Радиоприемные устройства систем мобильной связи» и «Радиоприемные устройства систем радиосвязи и радиодоступа». Все лабораторные работы выполняются на персональном компьютере с помощью системы схемотехнического моделирования Micro-Cap 9, 10. Для студентов, бакалавров, магистров и аспирантов высших учебных заведений (университетов связи), инженерно-технических работников, а также будет полезна учащимся техникумов и колледжей связи для направления подготовки Инфокоммуникационные технологии и системы связи, Радиотехника. Сайт издательства «СОЛОН-ПРЕСС»: www.solon-press.ru КНИГА — ПОЧТОЙ Книги издательства «СОЛОН-ПРЕСС» можно заказать наложенным платежом (оплата при получении) по фиксированной цене. Заказ оформляется одним из трех способов: 1. Послать открытку или письмо по адресу: 123001, Москва, а/я 82. 2. Оформить заказ можно на сайте www.solon-press.ru в разделе «Книга — почтой». 3. Заказать по тел. (499) 254-44-10, 795-73-26. Бесплатно высылается каталог издательства по почте. При оформлении заказа следует правильно и полностью указать адрес, по которому должны быть высланы книги, а также фамилию, имя и отчество получателя. Желательно указать дополнительно свой телефон и адрес электронной почты. Через Интернет вы можете в любое время получить свежий каталог издательства «СОЛОН-ПРЕСС», считав его с адреса www.solon-press.ru/kat.doc. Интернет-магазин размещен на сайте www.solon-press.ru. По вопросам приобретения обращаться: ООО «АЛЬЯНС-КНИГА КТК» Тел: (495) 258-91-94, 258-91-95, www.alians-kniga.ru ISBN 978-5-91359-092-3 © Логвинов В. В., Фриск В. В., 2011 © Макет и обложка «СОЛОН-ПРЕСС», 2011 Предисловие Предлагаемое Вашему вниманию учебное пособие является продолжением и развитием, ранее изданного авторами: В.В. Фриск, В.В. Логвинов «Основы теории цепей, основы схемотехники, радиоприемные устройства. Лабораторный практикум на персональном компьютере». Публикуемое пособие учитывает требования федеральных государственных образовательных стандартов третьего поколения. В первой части данного учебного пособия представлены лабораторные работы по дисциплине «Теория электрических цепей» (ТЭЦ), включающие исследование резонансных явлений, параметров четырехполюсников, аналоговых фильтров и цепей с распределенными параметрами, позволяющие студентам получить знания и навыки при анализе и синтезе электрических цепей с применением персонального компьютера (ПК). Теоретическая часть материала, необходимого для выполнения работ по первой части изложена в книге Фриск В.В. «Основы теории цепей». Дополнительные лабораторные работы могут быть взяты из книги того же автора «ОТЦ. Лабораторный практикум на персональном компьютере». Каждая лабораторная работа первой части рассчитана на 2 часа предварительной подготовки и на два часа выполнения на ПК типа IBM PC, на котором установлена программа Micro-Cap 9.0.7.0 Evaluation Version или более высокой версии, разработанной фирмой Spectrum Software. Во второй части пособия приведены лабораторные работы для студентов старших курсов, изучающих дисциплины «Схемотехника телекоммуникационных устройств» (CТУ), «Радиоприемные устройства систем мобильной связи» и «Радиоприемные устройства систем радиосвязи и радиодоступа» (РПрУ). В первом разделе второй части исследуются узлы, реализованные с применением интегральных микросхем (ИМС), и широко используемые в последетекторном тракте аналоговых радиоприемных устройств и систем подвижной радиосвязи. Определяются и оптимизируются основные характеристики активных полосовых RC-фильтров, регуляторов тембра, логарифмических усилителей, а так же бестрансформаторных усилителей мощности. Во втором разделе исследуются типовые узлы приемников аналоговых и цифровых сигналов, обеспечивающих выделение и преобразование полезных сигналов из множества, поступающих на вход приемника. Проводится анализ узлов радиотакта с учетом их взаимного влияния, изучаются свойства преобразователей частоты и синхронного амплитудного детектора, построенных на основе ячейки Гильберта. Исследование свойств реальных радиоэлектронных узлов проводится на основе их принципиальных схем с применением PSpice- моделей активных компонентов отечественного производства. Лабораторные работы второй части рассчитаны на 4 ч. предварительной подготовки и на 4 ч. ее выполнения на ПК. Описание каждой лабораторной работы содержит сведения о параметрах используемых моделей компонентов, генераторов, особенности их применения и рекомендации по выбору условий анализа. Это позволяет выполнять лабораторные работы студенту, способному самостоятельно загрузить студенческую версию Micro-Cap 10 (demo) из Интернета с сайта http:www.spectrum-soft.com/. Компьютерный практикум может быть предложен как альтернатива лабораторному, использующему натурное (физическое) исследование макетов узлов радиоэлектронных устройств. Его могут использовать студенты и с дистанционной формой обучения. Работа по написанию данного учебного пособия распределилась следующим образом: главу 1 написал Фриск В.В. (http://frisk.newmail.ru/), главу 2 написал Логвинов В.В. Глава первая ОПИСАНИЕ ЛАБОРАТОРНЫХ РАБОТ ПО ТЭЦ Лабораторная работа № 16 Исследование на ЭВМ резонансных явлений в пассивном и активном последовательном колебательном контуре 1 Цель работы С помощью программы Micro-Cap исследовать характеристики одиночного последовательного пассивного и активного колебательного контура при различных добротностях. 2 Задание для самостоятельной подготовки Изучить основные положения теории цепей о резонансе напряжений стр. 84-97 [1], стр. 113-121 [2], стр. 4-18 [3], стр. 49-63 [4] и стр. 162-163, 168-170 [5]. Выполнить предварительный расчет, письменно ответить на вопросы для самопроверки. 3 Предварительный расчет 3.1 Рассчитать величину индуктивности L выбрав из заданного интервала величину ёмкости C∈[10; 40] нФ так, чтобы резонансная частота пассивного последовательного колебательного контура (рис. 1) f0=4,8 кГц. Рис. 1 3.2 Рассчитать следующие параметры последовательного контура (U1=1 В): ρ — характеристическое сопротивление; Q — добротность; f1 — нижнюю граничную частоту; f2 — верхнюю граничную частоту; П — абсолютную полосу пропускания; I0 — модуль входного тока при резонансе. Расчеты провести для двух значений сопротивления R=160 и 640 Ом. 4 Полученные данные записать в таблицу 1. Таблица 1 По предварительному расчету U1=1 В, f0=4,8 кГц, С=_____ Ф, L=_____ Гн. ρ, Ом R, Ом Q f1, кГц f2, кГц П, кГц I0, А f0, кГц Получено экспериментально f0, Гц I0, А f1, кГц f2, кГц П, кГц Q 160 640 Гиратор По предварительному расчету U1=1 В, f0=5 кГц, С2=1 мкФ, G=0,1 См. R, Ом Получено экспериментально С2, мкФ f0, кГц 0,1 3.3 На одном графике построить три зависимости входного сопротивления от частоты f∈[2; 8] кГц, R=160 Ом: • модуля входного сопротивления |ZBX(f)|; • действительной части входного сопротивления Re[ZBX(f)]; • мнимой части входного сопротивления Im[ZBX(f)]. На другом графике повторить эти построения для R=640 Ом. 3.4 Построить график зависимости фазы входного сопротивления ϕZвх(f)=arg[ZBX(f)] от частоты f∈[2; 8] кГц. Построения провести на одном графике для двух значений сопротивления R=160 и 640 Ом. 3.5 Построить график резонансной кривой, т.е. зависимость модуля входного тока |I(f)| последовательного контура от частоты f∈[2; 8] кГц. Построения провести на одном графике для двух значений сопротивления R=160 и 640 Ом. 3.6 Рассчитать значение ёмкости C1 так, чтобы резонансная частота активного последовательного колебательного контура с гиратором в качестве индуктивности (рис. 2) равнялась f0=5 кГц. Принять R=0,1 Ом, C2=1 мкФ и G=0,1 См. Полученные данные записать в таблицу 1. Рис. 2 5 4 Порядок выполнения работы Пассивный последовательный колебательный контур состоит из конденсатора, катушки индуктивности и резистора (рис. 1). Из условия резонанса напряжений в последовательном пассивном колебательном контуре, записываемого в виде Im( Z BX ) , где комплексное входное сопротивление контура U 1 ⎞ ⎛ Z BX = 1 = R + j ⎜ ω L − ⎟, ω I C⎠ ⎝ можно найти резонансную частоту контура 1 = 0, ω0 L − ω 0C 1 = 0, ω0 = LC и так как ω 0 = 2π f 0 , окончательно получим 1 f0 = . 2π LC Остальные параметры последовательного контура вычисляются по следующим формулам. Характеристическое сопротивление L ρ= . C Добротность Q= ρ . R Нижняя граничная частота f f1 = 0 1 + 4Q 2 − 1 . 2Q Верхняя граничная частота f f 2 = 0 1 + 4Q 2 + 1 . 2Q Абсолютная полоса пропускания П=f2-f1. Модуль входного тока при резонансе U I0 = 1 . R Резонансная кривая тока при условии, что меняется только частота источника напряже- ( ) ( ) ния I (ω ) = U1 1 ⎞ ⎛ R2 + ⎜ω L − ω C ⎟⎠ ⎝ . 6 Определение добротности по резонансной кривой Добротность Q последовательного контура можно определить при помощи резонансной кривой по формуле f0 Q= . f 2 − f1 Необходимые для этого построения показаны на рис. 3. Рис. 3 Гиратор Гиратором называется четырехполюсник (рис. 4), описываемый системой уравнений ⎧ I 1 = −GU 2 , ⎨ ⎩ I 2 = −GU 1 где G — проводимость гиратора (коэффициент гирации). Рис. 4 Подключим к выходу гиратора комплексное сопротивление нагрузки Z2 (рис 5). Рис. 5 Входное сопротивление нагруженного гиратора в этом случаи будет равно −I U 1 Z1 = 1 = 2 2 = 2 , I1 G U 2 G Z 2 7 т.к. −U 2 . Z1 Полученное выражение показывает, что с помощью гиратора нагруженного на конденсатор можно имитировать индуктивность. Действительно, подключим к гиратору конденсатор С2 (рис. 6). I2 = Рис. 6 В этом случаи выходное сопротивление будет равно 1 . Z2 = jω C2 Подставим его в формулу входного сопротивления. Получим то, что входное сопротивление имеет индуктивный характер C Z 1 = jω 22 = jω L , G где L — эквивалентная индуктивность C L = 22 . G Рассмотрим модель последовательного колебательного контура с гиратором имитирующим катушку индуктивности (рис. 7). Рис. 7 Резонансная частота такого контура вычисляется по следующей формуле G 1 f0 = = . 2π LC1 2π C1C2 Исследуем с помощью ЭВМ характеристики пассивного и активного последовательного колебательного контура. 4.1 Запуск программы схемотехнического моделирования Micro-Cap Включить ЭВМ и запустить программу Micro-Cap C:\MC9DEMO\mc9demo.exe или ПУСК\Все программы\Micro-Cap Evaluation 9\Micro-Cap Evaluation 9. В появившемся окне Micro-Cap 9.0.3.0 Evaluation Version (рис. 8) собрать схему для исследования колебательного контура (рис. 1). 8 Рис. 8 4.2 Сборка схемы пассивного последовательного колебательного контура Соберем схему пассивного последовательного колебательного контура (рис. 1). 4.2.1 Ввод источника синусоидального напряжения Ввести источник синусоидального напряжения V1. Откройте меню Component\Analog Primitives\Waveform Sources и выберите синусоидальный источник Sine Source (рис. 9). 9 Рис. 9 Курсор примет форму графического изображения источника напряжения. Поместите его на рабочее окно так, как показано на рис. 10. Рис. 10 Зафиксируйте это положение, щелкнув левой клавишей мыши. Появиться окно Sine Source. Введите 1V в окне Value, в окне Show установите галочку, в окне F частоту 8k, в окне RS внутреннее сопротивление источника 0 (рис. 11). 10 Рис. 11 Убедитесь, что источник правильно работает. Щелкните мышкой на кнопке Plot. Появиться окно Plot с зависимостью напряжения источника от времени (рис. 12). 11 Рис. 12 Закройте это окно, щелкнув на кнопке Закрыть (рис. 12). Нажмите кнопку ОК (рис. 11). 4.2.2 Ввод земли Откройте меню Component\Analog Primitives\Connectors и выберите землю Ground (рис. 13). 12 Рис. 13 Установите землю снизу от источника V1 (рис. 14). Рис. 14 4.2.3 Ввод резистора Ввести резистор R1. Откроите меню Component\Analog Primitives\Passive Components и выберите команду резистор Resistor (рис. 15). 13 Рис. 15 Курсор примет форму резистора (прямоугольник с выводами). Поместите его на рабочее окно возле источника и щелкните левой кнопкой мыши. Появиться окно Resistor (рис. 16). Рис. 16 В окне Value введите значение сопротивления 160 Ом (160), нажмите кнопку OK. В окне редактора появиться следующее изображение (рис. 17). 14 Рис. 17 4.2.4 Ввод катушки индуктивности Ввести катушку индуктивности L1. Откроите меню Component\Analog Primitives\Passive Components и выберите команду катушка Inductor (рис. 18). Рис. 18 Курсор примет форму катушки. Поместите его на рабочее окно возле элемента резистор и щелкните левой кнопкой мыши. Появиться окно Inductor (рис. 19). 15 Рис. 19 В окне Value введите величину индуктивности L1=L, полученную в предварительном расчёте (#3.1), нажмите кнопку OK. В окне редактора появиться следующее изображение (рис. 20). Рис. 20 Под L1 появиться введенная вами величина индуктивности. 4.2.5 Ввод конденсатора Ввести конденсатор С1. Откроите меню Component\Analog Primitives\Passive Components и выберите команду конденсатор Capacitor (рис. 21). 16 Рис. 21 Курсор примет форму конденсатора (две параллельные линии с выводами). Поместите его на рабочее окно возле элемента катушка и щелкните левой кнопкой мыши. Появиться окно Capacitor (рис. 22). Рис. 22 В окне Value введите величину емкости С1=С, выбранную в предварительном расчёте (#3.1), нажмите кнопку OK. 17 В окне редактора появиться следующее изображение (рис. 23). Рис. 23 Под L1 и С1 появиться введенные вами величина индуктивности и ёмкости. 4.2.6 Ввод проводников Соедините все элементы проводниками. Для этого нажмите на кнопку ввода ортогональных проводников Wire Mode и, удерживая левую кнопку мыши, «прочертите» соединяя необходимые полюсы элементов (рис. 24). Рис. 24 В случае возникновения проблем загрузите с сайта поддержки учебного процесса (http://frisk.newmail.ru/) для ознакомления файл L16_1.CIR (File\Open…) (рис. 25). 18 Рис. 25 4.3 Исследование характеристик пассивного колебательного контура 4.3.1 Построение зависимости модуля входного сопротивления от частоты Убедитесь, что введены все элементы правильно. Получите входную АЧХ, зависимость модуля входного сопротивления от частоты |ZBX(f)| MAG(V(V1)/I(R1)). Для этого в меню Analysis выберите команду частотного анализа AC… (рис. 26). Рис. 26 На экране появиться окно АС Analysis Limits, в котором задайте параметры построения требуемого графика так, как показано на рис. 27. 19 Рис. 27 Frequency Range «8k,2k» — частотный интервал (2 … 8 кГц). Number of Points «501» — число точек графика (501). P — номер окна «1», в котором будет построен график. X Expression «f» — аргументы функции (текущая частота). Y Expression «MAG(V(V1)/I(R1))» — модуль входного сопротивления (входная АЧХ). X Range «8k,2k,50» — интервал отображения аргумента по оси Х c шагом 50 Гц. Y Range «Auto» — интервал отображения функции по оси Y. Запустите построение, нажав кнопку Run. На экране появиться графики зависимости модуля входного сопротивления от частоты (рис. 28). Замечание. Так как полученные в предварительном расчете величины C и L другие, то ваши графики будут отличаться от приведенных. Рис. 28 20 Замечание. Если кривые не появились, то на клавиатуре нажмите клавишу F9 и убедитесь, что все величины для построения графика введены правильно. Нажмите вновь кнопку Run. Нажмите клавишу F9. Добавьте (Add) к этому графику зависимость действительной части входного сопротивления Re[ZBX(f)] RE(V(V1)/I(R1)) от частоты (рис. 29). Рис. 29 Подберите данные Y Range так, чтобы получить лучшее изображение графиков. Запустите построение, нажав кнопку Run. На экране появиться два графика (рис. 30). Рис. 30 Аналогичным образом постройте зависимость мнимой части входного сопротивления Im[ZBX(f)] IM(V(V1)/I(R1)) от частоты (рис. 31). 21 Рис. 31 Отметьте на оси частот резонансную частоту f0 и занесите её величину в таблицу 1. Данные графики занесите в соответствующий раздел отчета. Повторите эти машинные эксперименты для R=640 Ом. Для чего вернитесь к исходной схеме, нажав на клавиатуре клавишу F3. С помощью мышки и клавиатуры измените значение сопротивления R1 с 160 на 640. 4.3.2 Построение зависимости фазы входного сопротивления от частоты Получите входную ФЧХ, зависимость фазы входного сопротивления от частоты ϕZвх(f)=arg[ZBX(f)] PHASE(V(V1)/I(R1)). Для этого в меню Analysis выберите команду частотного анализа AC… (рис. 26). На экране появиться окно АС Analysis Limits, в котором задайте параметры построения требуемого графика так, как показано на рис. 32. Рис. 32 Запустите построение, нажав кнопку Run. На экране появиться график зависимости фазы входного сопротивления от частоты (рис. 33). Рис. 33 Построить на этом же графике зависимость фазы от двух значений R1=160 и 640 Ом. 22 Для этого нажмите клавишу F9 и в появившемся окне нажмите кнопку Stepping… (рис. 32). Появится окно многовариантного анализа. Выберите параметры так, как это показано на рис. 34. Рис. 34 Запустите построение, нажав кнопку OK. На экране появиться два графика зависимости фазы входного сопротивления от частоты при различных сопротивлениях (рис. 35). Рис. 35 23 Данные графики занесите в соответствующий раздел отчета. В случае возникновения проблем загрузите с сайта поддержки учебного процесса (http://frisk.newmail.ru/) для ознакомления файл L16_2.CIR (File\Open…). 4.3.3 Построение зависимости модуля входного тока от частоты Построить график резонансной кривой, т.е. зависимость модуля входного тока |I(f)| MAG(I(R1)) от частоты. Для этого нажмите клавишу F9 и в поле Y Expression введите MAG(I(R1)) (рис. 36). Рис. 36 Запустите построение, нажав кнопку OK. На экране появиться два графика зависимости модуля входного тока от частоты при различных сопротивлениях (рис. 37). Рис. 37 По полученным графикам определить величину добротности Q, нижнюю граничную частоту f1, верхнюю граничную частоту f2, абсолютную полосу пропускания П и модуль входного тока при резонансе I0. Данные графики занесите в соответствующий раздел отчета, а полученные величины в таблицу 1. Аналогичным образом построить зависимости модуля входного тока (R1=160 Ом): • при двух значениях индуктивности L1=L и L1=2L; • при двух значениях ёмкости C1=С и C1=2С. Данные графики занесите в соответствующий раздел отчета. 24 4.3.4 Построение зависимости модуля входного тока от частоты в схеме с гиратором Вернитесь к исходной схеме, нажав на клавиатуре клавишу F3. С помощью мышки и клавиатуры введите схему активного колебательного контура с гиратором. Рис. 38 Под С1 появиться введенные вами величина ёмкости рассчитанная в предварительном расчете (#3.6). Для ввода гиратора откроите меню Component\Analog Primitives\Macros и выберите команду гиратор Gyrator (рис. 39). Рис. 39 Построить график резонансной кривой, т.е. зависимость модуля входного тока |I(f)| MAG(I(R1)) от частоты. Для этого в меню Analysis выберите команду частотного анализа AC…(рис. 26). На экране появиться окно АС Analysis Limits, в котором задайте параметры построения требуемого графика так, как показано на рис. 40. 25 Рис. 40 Запустите построение, нажав кнопку OK. На экране появиться график зависимости модуля входного тока от частоты (рис. 41). Рис. 41 Отметьте на оси частот резонансную частоту f0 и занесите её величину в таблицу 1. Данный график занесите в соответствующий раздел отчета. Повторите этот машинный эксперименты для R=0,2 Ом. Для чего вернитесь к исходной схеме, нажав на клавиатуре клавишу F3. С помощью мышки и клавиатуры измените значение сопротивления R1 с 0.1 на 0.2. 5 Обработка результатов машинного эксперимента Сравнить полученные графики и данные с графиками и данными, полученными в предварительном расчете. Сделать выводы по каждому машинному эксперименту. 6 Вопросы для самопроверки 1. Почему резонанс в последовательном пассивном колебательном контуре называется резонансом напряжений? 2. Как рассчитывается резонансная частота сложного пассивного колебательного контура и как она рассчитывается для схем содержащих гиратор? 3. Что такое добротность последовательного пассивного колебательного контура? 26 4. Что такое полоса пропускания последовательного пассивного колебательного контура? Какие существуют способы расчета полосы пропускания? 5. Выведите уравнения, с помощью которых рассчитывают входные АЧХ и ФЧХ последовательного пассивного колебательного контура. 7 Содержание отчета Отчет оформляется в формате MS Word. Шрифт Times New Roman 14, полуторный интервал. Для защиты лабораторной работы отчет должен содержать следующий материал: титульный лист; цель работы; результаты машинного эксперимента; графики исследуемых зависимостей; выводы. К отчету должны быть приложены в напечатанном виде вопросы для самопроверки и ответы на них. 8 Литература 1. Фриск В.В. Основы теории цепей. –М.: РадиоСофт, 2002. –288 с. 2. Бакалов В.П., Дмитриков В.Ф., Крук Б.И. Основы теории цепей. –М.: Радио и связь, 2003. –592 с. 3. Смирнов Н.И., Ганин В.И., Коробицына Н.М, Третьякова Т.В. Расчет характеристик частотоно-избирательных цепей. –М.: МИС, 1998. –51 с. 4. Асеев Б.П. Колебательные цепи. –М.: Связьиздат, 1955. –463 с. 5. Гаврилов Л.П., Соснин Д.А. Расчет и моделирование линейных электрических цепей с применением ПК. –М.: СОЛОН-Пресс, 2004. –448 с. 27 Лабораторная работа № 17 Исследование на ЭВМ резонансных явлений в пассивном параллельном колебательном контуре 1 Цель работы С помощью программы Micro-Cap получить входные и передаточные характеристики одиночного параллельного колебательного контура при различных добротностях. 2 Задание для самостоятельной подготовки Изучить основные положения теории цепей о резонансе напряжений стр. 97-101 [1], стр. 121-128 [2], стр. 19-32 [3] и стр. 64-95 [4]. Выполнить предварительный расчет, письменно ответить на вопросы для самопроверки. 3 Предварительный расчет 3.1 Рассчитать величину индуктивности L выбрав из заданного интервала величину ёмкости C∈[10; 40] нФ так, чтобы резонансная частота пассивного параллельного колебательного контура (рис. 1) fp=5 кГц. Рис. 1 3.2 Рассчитать следующие параметры простого пассивного параллельного контура (R=14 кОм): ρ — характеристическое сопротивление; Q — добротность; f1 — нижнюю граничную частоту; f2 — верхнюю граничную частоту; П — абсолютную полосу пропускания; Z(fp) — модуль входного сопротивления при резонансе. Полученные данные записать в таблицу 1. 28 Таблица 1 Получено экспериментально По предварительному расчету R=14 кОм, fp=5 кГц, С=_____ Ф, L=_____ Гн. ρ,О м f1 , кГц Q f2 , кГц П, кГц Z(fp), Ом f0 , кГц fp , Гц Z(fp), Ом f1 , кГц f2 , кГц П, кГц Q 3.3 Построить график зависимости модуля входного сопротивления |ZBX(f)| от частоты f∈[2; 8] кГц. 3.4 Построить график зависимости фазы входного сопротивления ϕZвх(f)=arg[ZBX(f)] от частоты f∈[2; 8] кГц. 3.5 На одном графике построить четыре зависимости от частоты f∈[2; 8] кГц, U1=1 В: • • • • модуля входного тока |I(f)|; модуля тока в резисторе |IR(f)|; модуля тока в катушке |IL(f)|; модуля тока в конденсаторе |IС(f)|. 3.6 Рассчитать следующие параметры пассивного параллельного контура первого типа (рис. 2) для двух значений добротности Qp=2 и Qp=100 (L и С оставить прежними #3.1): R — сопротивление в ветви с катушкой индуктивности; fp1 — резонансную частоту контура первого типа; Z(fp1) — модуль входного сопротивления при резонансе. Полученные данные записать в таблицу 2. Рис. 2 Построить для двух значений добротности графики зависимости модуля входного сопротивления |ZBX(f)| и фазы входного сопротивления ϕZвх(f)=arg[ZBX(f)] от частоты f∈[2; 8] кГц. Таблица 2 По предварительному расчету Получено экспериментально С=_____ Ф, L=_____ Гн. Q R, fp1, Z(fp), fp1, Z(fp), Ом кГц кОм кГц кОм 2 100 29 4 Порядок выполнения работы Простой пассивный параллельный колебательный контур состоит из конденсатора, катушки индуктивности и резистора (рис. 1). Из условия резонанса тока, в параллельном пассивном колебательном контуре, записываемого в виде Im(Y BX ) = 0 , где комплексная входная проводимость контура равна 1 + R Y BX = 1 ⎞ ⎛ j ⎜ωC − , ω L ⎟⎠ ⎝ можно найти резонансную частоту контура Im (Y BX ) = ω p C − 1 ωpL = 0, 1 , LC ωp = и так как ω p = 2π f p , окончательно получим fp = 1 2π LC . Остальные параметры простого последовательного контура вычисляются по следующим формулам. Характеристическое сопротивление L . C ρ= Добротность Q= R ρ = fp ∏ . Нижняя граничная частота 2 ω1 = − f1 = 1 1 ⎛ 1 ⎞ + ⎜ , ⎟ + 2 RC ⎝ 2 RC ⎠ LC ω1 2π . Верхняя граничная частота 2 ω2 = − f2 = 1 1 ⎛ 1 ⎞ + ⎜ , ⎟ + 2 RC ⎝ 2 RC ⎠ LC ω2 . 2π Абсолютная полоса пропускания П=f2-f1. 30 Комплексное входное сопротивление Z BX = 1 + R 1 = Z (ω ) e jϕ (ω ) . 1 ⎞ ⎛ j ⎜ωC − ω L ⎟⎠ ⎝ Модуль входного сопротивления при условии, что меняется только частота источника напряжения 1 Z (ω ) = 2 1 ⎞ ⎛1⎞ ⎛ ⎜ ⎟ + ⎜ωC − ω L ⎟⎠ ⎝R⎠ ⎝ 2 . Фаза входного сопротивления в градусах ϕ (ω ) = −180 π ⎡⎛ 1 ⎞ ⎤ arctg ⎢⎜ ω C − R . ω L ⎟⎠ ⎥⎦ ⎣⎝ Комплексные токи I= U1 U U U ,I R = 1 ,I L = 1 ,I C = 1 . −j Z BX R jω L ωC Определение добротности по резонансной кривой Добротность Q последовательного контура можно определить при помощи резонансной кривой по формуле Q= fp f 2 − f1 . Необходимые для этого построения показаны на рис. 3. Рис. 3 Для контура первого типа (рис. 2) значения индуктивности катушки и ёмкости конденсатора оставим прежними. Зададимся величиной добротности Qp. В этом случаи величина сопротивления вычисляется по формуле L p C . R= = Qp Qp Резонансная частота такого контура вычисляется по следующей формуле ωp = f p1 = 1 R2 1− 2 , ρ LC ωp . 2π 31 Комплексное входное сопротивление может быть записано в виде Z BX = ( R + jω L ) −j ωC . 1 ⎞ ⎛ R + j ⎜ω L − ω C ⎟⎠ ⎝ Модуль входного сопротивления при резонансе можно вычислить по следующей формуле Z ( f p1 ) = RQ 2 . Исследуем с помощью ЭВМ характеристики пассивного параллельного колебательного контура. 4.1 Запуск программы схемотехнического моделирования Micro-Cap Включить ЭВМ и запустить программу Micro-Cap C:\MC9DEMO\mc9demo.exe или ПУСК\Все программы\Micro-Cap Evaluation 9\Micro-Cap Evaluation 9. В появившемся окне Micro-Cap 9.0.3.0 Evaluation Version (рис. 4) собрать схему для исследования колебательного контура (рис. 1). Рис. 4 4.2 Сборка схемы пассивного параллельного колебательного контура Соберем схему простого пассивного параллельного колебательного контура (рис. 1). 4.2.1 Ввод источника синусоидального напряжения Ввести источник синусоидального напряжения V1. 32 Откройте меню Component\Analog Primitives\Waveform Sources и выберите синусоидальный источник Sine Source (рис. 5). Рис. 5 Курсор примет форму графического изображения источника напряжения. Поместите его на рабочее окно так, как показано на рис. 6. Рис. 6 Зафиксируйте это положение, щелкнув левой клавишей мыши. Появиться окно Sine Source. Введите 1V в окне Value, в окне Show установите галочку, в окне F частоту 8k, в окне RS внутреннее сопротивление источника 0,001 Ом (1m) (рис. 7). 33 Рис. 7 Убедитесь, что источник правильно работает. Щелкните мышкой на кнопке Plot. Появиться окно Plot с зависимостью напряжения источника от времени (рис. 8). 34 Рис. 8 Закройте это окно, щелкнув на кнопке Закрыть (рис. 7). Нажмите кнопку ОК (рис. 7). 4.2.2 Ввод земли Откройте меню Component\Analog Primitives\Connectors и выберите землю Ground (рис. 9). 35 Рис. 9 Установите землю снизу от источника V1 (рис. 10). Рис. 10 4.2.3 Ввод резистора Ввести резистор R1. Откройте меню Component\Analog Primitives\Passive Components и выберите команду резистор Resistor (рис. 11). 36 Рис. 11 Курсор примет форму резистора (прямоугольник с выводами). Поместите его на рабочее окно возле источника и щелкните левой кнопкой мыши. Появиться окно Resistor (рис. 12). Рис. 12 В окне Value введите значение сопротивления 14 кОм (14k), нажмите кнопку OK. В окне редактора появиться следующее изображение (рис. 13). Для переворота резистора используйте кнопку Rotate. 37 Рис. 13 4.2.4 Ввод катушки индуктивности Ввести катушку индуктивности L1. Откроите меню Component\Analog Primitives\Passive Components и выберите команду катушка Inductor (рис. 14). Рис. 14 Курсор примет форму катушки. Поместите его на рабочее окно возле элемента резистор и щелкните левой кнопкой мыши. Появиться окно Inductor (рис. 15). 38 Рис. 15 В окне Value введите величину индуктивности L1=L, полученную в предварительном расчёте (#3.1), нажмите кнопку OK. В окне редактора появиться следующее изображение (рис. 16). Рис. 16 Под L1 появиться введенная вами величина индуктивности. 4.2.5 Ввод конденсатора Ввести конденсатор С1. Откроите меню Component\Analog Primitives\Passive Components и выберите команду конденсатор Capacitor (рис. 17). 39 Рис. 17 Курсор примет форму конденсатора (две параллельные линии с выводами). Поместите его на рабочее окно возле элемента катушка и щелкните левой кнопкой мыши. Появиться окно Capacitor (рис. 18). Рис. 18 В окне Value введите величину емкости С1=С, выбранную в предварительном расчёте (#3.1), нажмите кнопку OK. В окне редактора появиться следующее изображение (рис. 19). 40 Рис. 19 Под L1 и С1 появиться введенные вами величина индуктивности и ёмкости. 4.2.6 Ввод проводников Соедините все элементы проводниками. Для этого нажмите на кнопку ввода ортогональных проводников Wire Mode и, удерживая левую кнопку мыши, «прочертите», соединяя необходимые полюсы элементов (рис. 20). Рис. 20 В случае возникновения проблем загрузите с сайта поддержки (http://frisk.newmail.ru/) для ознакомления файл L17_1.CIR (File\Open…) (рис. 21). 41 учебного процесса Рис. 21 4.3 Исследование характеристик пассивного колебательного контура 4.3.1 Построение зависимости модуля входного сопротивления от частоты Убедитесь, что введены все элементы правильно. Получите входную АЧХ, зависимость модуля входного сопротивления от частоты |ZBX(f)| MAG(V(V1)/I(R1)). Для этого в меню Analysis выберите команду частотного анализа AC… (рис. 22). Рис. 22 На экране появиться окно АС Analysis Limits, в котором задайте параметры построения требуемого графика так, как показано на рис. 23. Рис. 23 Frequency Range «8k,2k» — частотный интервал (2 … 8 кГц). Number of Points «501» — число точек графика (501). Page — номер страницы «1», на которой будет построен график. P номер окна «1», в котором будет построен график. X Expression «f» — аргументы функции (текущая частота). Y Expression «MAG(V(V1)/–I(V1))» — модуль входного сопротивления (входная АЧХ). X Range «8k,2k,500» — интервал отображения аргумента по оси Х c шагом 500 Гц. Y Range «Auto» — интервал отображения функции по оси Y. 42 Запустите построение, нажав кнопку Run. На экране появиться графики зависимости модуля входного сопротивления от частоты (рис. 24). Рис. 24 Замечание. Так как полученные в предварительном расчете величины C и L другие, то ваши графики будут отличаться от приведенных. Замечание. Если кривые не появились, то на клавиатуре нажмите клавишу F9 и убедитесь, что все величины для построения графика введены правильно. Нажмите вновь кнопку Run. Отметьте на оси частот резонансную частоту fp. Определите по графику остальные требуемые величины и занесите их в таблицу 1. Данный график с необходимыми построениями поместите в соответствующий раздел отчета. 4.3.2 Построение зависимости фазы входного сопротивления от частоты Вернитесь к исходной схеме, на клавиатуре нажмите клавишу F3. Получите входную ФЧХ, зависимость фазы входного сопротивления от частоты ϕZвх(f)=arg[ZBX(f)] ph(V(V1)/-I(V1)). Для этого в меню Analysis выберите команду частотного анализа AC… (рис. 22). На экране появиться окно АС Analysis Limits, в котором задайте параметры построения требуемого графика так, как показано на рис. 25. Рис. 25 43 Запустите построение, нажав кнопку Run. На экране появиться график зависимости фазы входного сопротивления от частоты (рис. 26). Рис. 26 Отметьте на данном графике резонансную частоту fp и другие характерные точки. В случае возникновения проблем загрузите с сайта поддержки учебного (http://frisk.newmail.ru/) для ознакомления файл L17_1.CIR (File\Open…). процесса 4.3.3 Построение зависимости модуля входного тока от частоты Построить графики зависимостей модуля входного тока |I(f)| MAG(I(V1)), модуля тока в резисторе |IR(f)| MAG(I(R1)), модуля тока в катушке |IL(f)| MAG(I(L1)) и модуля тока в конденсаторе |IС(f)| MAG(I(C1)) от частоты. Для этого нажмите клавишу F9. Добавьте (Add) необходимое количество графиков. В полях Y Expression введите модули токов (рис. 27). Рис. 27 Запустите построение, нажав кнопку OK. 44 На странице 2 появиться четыре графика зависимости модулей токов от частоты (рис. 28). Рис. 28 Отметьте на оси частот резонансную частоту fp и другие характерные точки. Данные графики занесите в соответствующий раздел отчета. 4.3.4 Построение частотных характеристик контура первого типа Вернитесь к исходной схеме, на клавиатуре нажмите клавишу F3. В соответствии с рис. 2 измените схему (рис. 29). Введите величину сопротивления R1=R, рассчитанную в предварительном расчёте (#3.6) для первой добротности. Величины индуктивности и ёмкости остаются прежними. Рис. 29 Аналогичным образом для параллельного контура первого типа, получите: • входную АЧХ, зависимость модуля входного сопротивления от частоты |ZBX(f)| MAG(V(V1)/-I(V1)); • входную ФЧХ, зависимость фазы входного сопротивления от частоты arg|ZBX(f)| ph(V(V1)/-I(V1)); • зависимостей модуля входного тока |I(f)| MAG(I(V1)); • модуля тока в катушке |IL(f)| MAG(I(L1)); • модуля тока в конденсаторе |IС(f)| MAG(I(C1)). 45 Отметьте на оси частот резонансную частоту fp1 и другие характерные точки. Эти графики занесите в соответствующий раздел отчета. Полученные данные занесите в таблицу 2. Повторите этот машинный эксперимент для второй добротности. В случае возникновения проблем загрузите с сайта поддержки учебного процесса (http://frisk.newmail.ru/) для ознакомления файл L17_2.CIR (File\Open…). 5 Обработка результатов машинного эксперимента Сравнить полученные графики и данные с графиками и данными, полученными в предварительном расчете. Сделать выводы по каждому машинному эксперименту. 6 Вопросы для самопроверки 1. Почему резонанс в параллельном пассивном колебательном контуре называется резонансом токов? 2. Как рассчитывается резонансная частота сложного параллельного колебательного контура? 3. Что такое добротность параллельного пассивного колебательного контура? 4. Что такое полоса пропускания параллельного пассивного колебательного контура? Какие существуют способы расчета полосы пропускания? 5. Выведите уравнения, с помощью которых рассчитывают входные АЧХ и ФЧХ параллельного пассивного колебательного контура. 7 Содержание отчета Отчет оформляется в формате MS Word. Шрифт Times New Roman 14, полуторный интервал. Для защиты лабораторной работы отчет должен содержать следующий материал: титульный лист; цель работы; результаты машинного эксперимента; графики исследуемых зависимостей; выводы. К отчету должны быть приложены в напечатанном виде вопросы для самопроверки и ответы на них. 8 Литература 1. Фриск В.В. Основы теории цепей. –М.: РадиоСофт, 2002. — 288 с. 2. Бакалов В.П., Дмитриков В.Ф., Крук Б.И. Основы теории цепей. –М.: Радио и связь, 2003. — 592 с. 3. Смирнов Н.И., Ганин В.И., Коробицына Н.М, Третьякова Т.В. Расчет характеристик частотоно-избирательных цепей. — М.: МИС, 1998.-51 с. 4. Асеев Б.П. Колебательные цепи. –М.: Связьиздат, 1955. -463 с. 46 Лабораторная работа № 18 Исследование на ЭВМ А-параметров четырехполюсников 1 Цель работы С помощью программы Micro-Cap определить А-параметры пассивного линейного четырёхполюсника с помощью опытов холостого хода и короткого замыкания. Получить практические навыки в проведении машинных экспериментов и обработки их результатов. 2 Задание для самостоятельной подготовки Изучить основные положения теории цепей о резонансе напряжений стр. 193-206 [1], стр. 291312 [2], стр. 19-32 [3] и стр. 64-95 [4]. Выполнить предварительный расчет, письменно ответить на вопросы для самопроверки. 3 Предварительный расчет 3.1 Рассчитать величины А-параметров четырёхполюсника (рис. 1) на трех частотах 3, 5 и 7 кГц. Сопротивление резистора R1 выберите из диапазона [1; 2] кОм. R2=10 Ом, С=1 мкФ, L=10 мГн. Рис. 1 Полученные данные записать в таблицу 1. 3.2 По полученным А-параметрам рассчитать комплексное входное сопротивление четырехполюсника. Полученные данные записать в таблицу 1. 47 Таблица 1 По предварительному расчету R1= кОм, R2=10 Ом, С=1 мкФ, L=10 мГн f, кГц |A11| ϕ11, градус |A12|, Ом ϕ12, градус |A21|, См ϕ21, градус |A22| ϕ22, градус ZBX 3 5 7 Получено экспериментально 3 5 7 3.3 Построить графики зависимости |A11(f)| и ϕA11(f)=arg[A11(f)] от частоты f∈[2; 8] кГц. 3.4 Построить графики зависимости |A12(f)| и ϕA12(f)=arg[A12(f)] от частоты f∈[2; 8] кГц. 3.5 Построить графики зависимости |A21(f)| и ϕA21(f)=arg[A21(f)] от частоты f∈[2; 8] кГц. 3.6 Построить графики зависимости |A22(f)| и ϕA22(f)=arg[A22(f)] от частоты f∈[2; 8] кГц. 4 Порядок выполнения работы Параметры пассивного линейного четырёхполюсника (рис. 2) можно определить экспериментально, используя режимы холостого хода (XX) и короткого замыкания (КЗ) при подключении источника со стороны первичных или вторичных зажимов. Рис. 2 Система в форме А-параметров четырёхполюсника имеет следующий вид ⎧U 1 = A11U 2 − A12 I 2 , ⎨ ⎩ I 1 = A21U 2 − A22 I 2 48 или в матричной форме ⎛ U 1 ⎞ ⎛ A11 ⎜ ⎟=⎜ ⎝ I 1 ⎠ ⎝ A21 A12 ⎞ ⎛ U 2 ⎞ ⎟. ⎟⎜ A22 ⎠ ⎝ − I 2 ⎠ Коэффициенты А11 и А22 — безразмерные, А12 — имеет размерность сопротивления, А21 — имеет размерность проводимости. Эти коэффициенты могут быть определены из опытов холостого хода и короткого замыкания. A11 = U1 U2 = A11e jϕ11 , I 2 =0 – отношение напряжений при разомкнутых выходных зажимах (рис. 3). Рис. 3 A12 = U1 −I 2 = A12 e jϕ12 , U 2 =0 – величина, обратная передаточной проводимости при закороченных выходных зажимах (рис. 4). Рис. 4 A21 = I1 U2 = A21e jϕ21 , I 2 =0 – величина, обратная передаточному сопротивлению при разомкнутых выходных зажимах (рис. 5). 49 Рис. 5 A22 = I1 −I 2 = A22 e jϕ22 , U 2 =0 – отношение токов при закороченных выходных зажимах (рис. 6). Рис. 6 Рассмотрим Г-образный четырёхполюсник (рис. 7). Рис. 7 50 Найдем А11. Учитывая, что на выходе четырёхполюсника режим холостого хода, т.е. I2=0, используя закон Ома, найдём входное и выходное напряжения U 1 = I1 ( Z1 + Z 2 ) , U 2 = I1Z 2 , A11 = U1 I1 ( Z1 + Z 2 ) Z = = 1+ 1 . U2 I1Z 2 Z2 Аналогично можно вычислить и другие параметры A12 = Z 1 , A21 = 1 , A22 = 1 . Z2 При ненагруженном четырехполюснике комплексное входное сопротивление равно Z ВХ = A11 . A21 С помощью ЭВМ получим А-параметры пассивного линейного четырёхполюсника. 4.1 Запуск программы схемотехнического моделирования Micro-Cap Включить ЭВМ и запустить программу Micro-Cap C:\MC9DEMO\mc9demo.exe или ПУСК\Все программы\Micro-Cap Evaluation 9\Micro-Cap Evaluation 9. В появившемся окне Micro-Cap 9.0.3.0 Evaluation Version (рис. 8) собрать схему линейного четырёхполюсника (рис. 1). Рис. 8 51 4.2 Сборка схемы пассивного параллельного колебательного контура Соберем схему Г-образного пассивного четырёхполюсника (рис. 1). 4.2.1 Ввод источника синусоидального напряжения Ввести источник синусоидального напряжения V1. Откройте меню Component\Analog Primitives\Waveform Sources и выберите синусоидальный источник Sine Source (рис. 9). Рис. 9 Курсор примет форму графического изображения источника напряжения. Поместите его на рабочее окно так, как показано на рис. 10. 52 Рис. 10 Зафиксируйте это положение, щелкнув левой клавишей мыши. Появиться окно Sine Source. Введите 1V в окне Value, в окне Show установите галочку, в окне F частоту 8k, в окне RS внутреннее сопротивление источника 0,001 Ом (1m) (рис. 11). Рис. 11 53 Убедитесь, что источник правильно работает. Щелкните мышкой на кнопке Plot. Появится окно Plot с зависимостью напряжения источника от времени (рис. 12). Рис. 12 Закройте это окно, щелкнув на кнопке Закрыть (рис. 12). Нажмите кнопку ОК (рис. 11). 4.2.2 Ввод земли Откройте меню Component\Analog Primitives\Connectors и выберите землю Ground (рис. 13). 54 Рис. 13 Установите землю снизу от источника V1 (рис. 14). Рис. 14 4.2.3 Ввод резистора Ввести резистор R1. Откроите меню Component\Analog Primitives\Passive Components и выберите команду резистор Resistor (рис. 15). 55 Рис. 15 Курсор примет форму резистора (прямоугольник с выводами). Поместите его на рабочее окно, возле источника и щелкните левой кнопкой мыши. Появиться окно Resistor (рис. 16). Рис. 16 56 В окне Value введите значение сопротивления выбранного в предварительном расчете (#3.1), нажмите кнопку OK. В окне редактора появиться следующее изображение (рис. 17). Рис. 17 Под R1 появиться введенная вами величина сопротивления. Аналогичным образом введите второй резистор R2 с сопротивлением 10 Ом (10). Для переворота резистора используйте кнопку Rotate. 4.2.4 Ввод катушки индуктивности Ввести катушку индуктивности L1. Откроите меню Component\Analog Primitives\Passive Components и выберите команду катушка Inductor (рис. 18). Рис. 18 Курсор примет форму катушки. Поместите его на рабочее окно, возле элемента резистор и щелкните левой кнопкой мыши. Появиться окно Inductor (рис. 19). 57 Рис. 19 В окне Value введите величину индуктивности 10 мГн (10m). Нажмите кнопку OK. В окне редактора появиться следующее изображение (рис. 20). Рис. 20 4.2.5 Ввод конденсатора Ввести конденсатор С1. Откроите меню Component\Analog Primitives\Passive Components и выберите команду конденсатор Capacitor (рис. 21). 58 Рис. 21 Курсор примет форму конденсатора (две параллельные линии с выводами). Поместите его на рабочее окно, возле элемента катушка и щелкните левой кнопкой мыши. Появиться окно Capacitor (рис. 22). Рис. 22 В окне Value введите величину ёмкости С1 1 мкФ (1u). Нажмите кнопку OK. В окне редактора появиться следующее изображение (рис. 23). 59 Рис. 23 4.2.6 Ввод проводников Соедините все элементы проводниками. Для этого нажмите на кнопку ввода ортогональных проводников Wire Mode и, удерживая левую кнопку мыши, «прочертите» соединяя необходимые полюсы элементов (рис. 24). Рис. 24 В случае возникновения проблем загрузите с сайта поддержки (http://frisk.newmail.ru/) для ознакомления файл L18_1.CIR (File\Open…) (рис. 25). Рис. 25 60 учебного процесса 4.3 Исследование А-параметров четырехполюсника 4.3.1 Построение зависимости |А11(f)| от частоты Убедитесь, что введены все элементы правильно. Для этого в меню Analysis выберите команду запуска частотного анализа AC… (рис. 26). Рис. 26 На экране появиться окно АС Analysis Limits, в котором задайте параметры построения требуемого графика так, как показано на рис. 27. Установите линейный масштаб по оси «X». Рис. 27 Frequency Range «8k,2k» — частотный интервал (2 … 8 кГц). Number of Points «501» — число точек графика (501). Page — номер страницы «1», на которой будет построен график. P — номер окна «1», в котором будет построен график. X Expression «f» — аргументы функции (текущая частота). Y Expression «MAG(V(V1)/V(C1))» — модуль |A11(f)|. X Range «8k,2k,500» — интервал отображения аргумента по оси Х c шагом 500 Гц. Y Range «Auto» — интервал отображения функции по оси Y. Запустите построение, нажав кнопку Run. На экране появиться графики зависимости модуля входного сопротивления от частоты (рис. 28). 61 Рис. 28 Замечание. Так как выбранное в предварительном расчете величина R1 другая, то ваш график будут отличаться от приведённого. Замечание. Если кривые не появились, то на клавиатуре нажмите клавишу F9 и убедитесь, что все величины для построения графика введены правильно. Нажмите вновь кнопку Run. Отметьте на оси частот отметьте частоты 3, 5 и 7 кГц. Определите по графику требуемые величины и занесите их в таблицу №1. Данный график с необходимыми построениями поместите в соответствующий раздел отчета. 4.3.2 Построение зависимости фазы ϕA11(f) Вернитесь к исходной схеме, на клавиатуре нажмите клавишу F3. Построить график зависимости ϕA11(f)=arg[A11(f)] (PH(V(V1)/V(C1))) от частоты f∈[2; 8] кГц. Для этого в меню Analysis выберите команду частотного анализа AC… (рис. 26). На экране появиться окно АС Analysis Limits. Для этого нажмите клавишу F9. Добавьте (Add) ещё один график. Задайте параметры построения требуемого графика так, как показано на рис. 29. Рис. 29 Запустите построение, нажав кнопку Run. На экране появиться график зависимости фазы A11 от частоты (рис. 30). 62 Рис. 30 Отметьте на оси частот отметьте частоты 3, 5 и 7 кГц. Определите по графику требуемые величины и занесите их в таблицу №1. Данный график с необходимыми построениями поместите в соответствующий раздел отчета. В случае возникновения проблем загрузите с сайта поддержки учебного процесса (http://frisk.newmail.ru/) для ознакомления файл L18_1.CIR (File\Open…). 4.3.3 Построение остальных зависимостей от частоты Аналогичным образом постройте графики зависимости от частоты f∈[2; 8] кГц: • |A21(f)| (MAG(I(R1)/V(C1))) и ϕA21(f)=arg[A21(f)] (PH(I(R1)/V(C1))); • |A12(f)| (MAG(V(V1)/-I(L1))) и ϕA12(f)=arg[A12(f)] (PH(V(V1)/-I(L1))); • |A22(f)| (MAG(I(R1)/-I(L1)))и ϕA22(f)=arg[A22(f)] (PH(I(R1)/-I(L1))). Построение модулей и фаз A12 и A22 требует внесения в схему короткого замыкания (рис. 31). Рис. 31 Определите по полученным графикам требуемые величины и занесите их в таблицу №1. Данные графики с необходимыми построениями поместите в соответствующий раздел отчета. В случае возникновения проблем загрузите с сайта поддержки учебного процесса (http://frisk.newmail.ru/) для ознакомления файл L18_2.CIR (File\Open…). 63 5 Обработка результатов машинного эксперимента Сравнить полученные графики и данные с графиками и данными, полученными в предварительном расчете. Сделать выводы по каждому машинному эксперименту. 6 Вопросы для самопроверки 1. Каковы основные формы записи уравнений пассивного линейного четырёхполюсника? 2. Какие опыты необходимо выполнить для определения А- параметров четырёхполюсника? 3. В каких единицах измеряются А, Z, Y, H-параметры четырёхполюсника? 4. Напишите выражение, с помощью которых рассчитывают входное и выходное сопротивление четырёхполюсника? 5. Что называется прямой передачей? Приведите пример. 7 Содержание отчета Отчет оформляется в формате MS Word. Шрифт Times New Roman 14, полуторный интервал. Для защиты лабораторной работы отчет должен содержать следующий материал: титульный лист; цель работы; результаты машинного эксперимента; графики исследуемых зависимостей; выводы. К отчету должны быть приложены в напечатанном виде вопросы для самопроверки и ответы на них. 8 Литература 1. Фриск В.В. Основы теории цепей. –М.: РадиоСофт, 2002. — 288 с. 2. Бакалов В.П., Дмитриков В.Ф., Крук Б.И. Основы теории цепей. –М.: Радио и связь, 2003. — 592 с. 64 Лабораторная работа № 19 Исследование на ЭВМ распределения напряжения в длинных линиях 1 Цель работы С помощью машинного эксперимента исследовать распределение напряжений вдоль однородной длинной линии передачи при различных значениях сопротивлений нагрузки. Получить практические навыки в проведении машинных экспериментов и обработки их результатов. 2 Задание для самостоятельной подготовки Изучить основные положения теории цепей о резонансе напряжений стр. 218–244 [1], стр. 326– 352 [2] и стр. 175–183 [3]. Выполнить предварительный расчет, письменно ответить на вопросы для самопроверки. 3 Предварительный расчет 3.1 Длина линии без потерь равна l=160 м, погонная емкость C0=100 пФ /м, погонная индуктивность L0= 0,25 мкГн (рис. 1). Рассчитать: • • • • • волновое сопротивление ZB; фазовую скорость VФ; время запаздывания tз; частоту генератора f, при которой на линии укладывается одна длина волны; период колебаний генератора Т. Рис. 1 Полученные данные записать в таблицу 1. Увеличьте длину линии до l=400 м. Произведите аналогичный расчет, и полученные данные занесите в таблицу 1. Таблица 1 По предварительному расчету l, м L0 , С0 , мкГн/м пФ/м 160 0,25 100 400 0,25 100 ZB, Ом VФ, м/с tз, мкс Получено экспериментально f, МГц 65 Т, мкс tз, мкс 3.2 Рассчитать и построить кривые распределения действующих значений напряжения вдоль линии для режима холостого хода (ХХ) RH=∞. При расчетах принять U2= 1 В, l=160 м, y∈[0; l]. На полученном графике обозначьте характерные точки (0, λ/4, λ/2, 3λ/4 и λ). Рассчитать коэффициент бегущей волны (КБВ) и коэффициент отражения ρ. Полученные данные записать в таблицу 2 и таблицу 3. Таблица 2 По предварительному расчету Получено экспериментально y, |U(y)|, В |U(y)|, В |U(y)|, В |U(y)|, В |U(y)|, В |U(y)|, В |U(y)|, В |U(y)|, В м (ХХ) (КЗ) (СН) (НН) (ХХ) (КЗ) (СН) (НН) 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 110 120 130 140 150 160 3.3 Рассчитать и построить кривые распределения действующих значений напряжения вдоль линии для режима короткого замыкания (КЗ) RH=0. При расчетах принять I2=1 А, l=160 м, y∈[0; l]. На полученном графике обозначьте характерные точки (0, λ/4, λ/2, 3λ/4 и λ). Рассчитать коэффициент бегущей волны (КБВ) и коэффициент отражения ρ. Полученные данные записать в таблицу 2 и таблицу 3. 3.4 Рассчитать и построить кривые распределения действующих значений напряжения вдоль линии для режима согласованной нагрузки (СН) RH=ZB. При расчетах принять U2= 1 В, l=160 м, y∈[0; l]. На полученном графике обозначьте характерные точки (0, λ/4, λ/2, 3λ/4 и λ). Рассчитать коэффициент бегущей волны (КБВ) и коэффициент отражения ρ. Полученные данные записать в таблицу 2 и таблицу 3. 66 3.5 Рассчитать и построить кривые распределения действующих значений напряжения вдоль линии для режима несогласованной нагрузки (НН) RH=2ZB. При расчетах принять U2= 1 В, l=160 м y∈[0; l]. На полученном графике обозначьте характерные точки (0, λ/4, λ/2, 3λ/4 и λ). Рассчитать коэффициент бегущей волны (КБВ) и коэффициент отражения ρ. Полученные данные записать в таблицу 2 и таблицу 3. Таблица 3 По предварительному расчету Получено экспериментально Режим КБВ ρ КБВ ρ ХХ КЗ СН НС 4 Порядок выполнения работы Однородная линия, у которой погонное сопротивление R0 и погонная проводимость G0 равны нулю, называются линией без потерь. В такой линии элементарный отрезок длинной dx содержит только погонную индуктивность L0 и погонную емкость C0 (рис. 2). Рис. 2 Электромагнитная волна распространяется вдоль такой линии с конечной фазовой скоростью VФ 1 . L0C0 VФ = Волновое сопротивление линии ZB равно L0 . C0 ZB = Если на вход линии подать синусоидальный сигнал, то на выходе будет наблюдаться запаздывание сигнала. Время запаздывания зависит от длины линии l и фазовой скорости VФ распространения волны в линии tЗ = l . VФ Период колебаний T и частота f связаны соотношением T= 1 . f Частота генератора f, при которой на линии укладывается одна длина волны (l=λ) может быть получена из соотношения f = VФ λ = VФ . l 67 В зависимости от сопротивления нагрузки RН в линии имеют место различные режимы работы: • • • • RH=∞ — режим холостого хода (ХХ); RH=0 — режим короткого замыкания (КЗ); RH=ZB — режим работы на согласованную нагрузку (СН); RH≠ZB — режим работы на несогласованную нагрузку (НН). Если в линии имеет место режим несогласованной нагрузки, то возникает отраженная волна от нагрузки. Коэффициент отражения от нагрузки равен ρ= RH − Z B 1 − КБВ = , RH + Z B 1 + КБВ где коэффициент бегущей волны (КБВ) КБВ = U min , U max Umin и Umax — величины напряжения узла и пучности. В общем случаи, для линии без потерь комплексные значения напряжения и тока на расстоянии y от конца линии определяются из системы ⎧ ⎛ 2π y ⎞ ⎛ 2π y ⎞ ⎪U ( y ) = U 2 cos ⎜ λ ⎟ + jI 2 Z B sin ⎜ λ ⎟ ⎝ ⎠ ⎝ ⎠ ⎪ . ⎨ ⎪ I ( y ) = I cos ⎛ 2π y ⎞ + j U 2 sin ⎛ 2π y ⎞ 2 ⎜ ⎟ ⎜ ⎟ ⎪⎩ ZB ⎝ λ ⎠ ⎝ λ ⎠ Из которой можно получить распределение действующих значений напряжений (рис. 3) вдоль линии для различных режимов y∈[0; l] ⎧ ⎛ 2π y ⎞ ⎪U 2 cos ⎜ ⎟ ⎝ λ ⎠ ⎪ ⎪ ⎛ 2π y ⎞ ⎪⎪ I 2 Z B sin ⎜ ⎟ ⎝ λ ⎠ U ( y) = ⎨ ⎪U 2 ⎪ 2 ⎪ ⎛ ZB ⎞ 2 ⎛ 2π y ⎞ 2 ⎛ 2π y ⎞ ⎪U 2 cos ⎜ ⎟ sin ⎜ ⎟+⎜ ⎟ R λ ⎝ ⎠ ⎝ H⎠ ⎝ λ ⎠ ⎩⎪ − ХХ − КЗ . − CH − HH Рис. 3 На этом графике показаны величины напряжения узла Umin и пучности Umax для режима НН. С помощью ЭВМ получим величину времени запаздывания и распределение напряжений вдоль однородной длинной линии без потерь. 68 4.1 Запуск программы схемотехнического моделирования Micro–Cap Включить ЭВМ и запустить программу Micro–Cap C:\MC9DEMO\mc9demo.exe или ПУСК\Все программы\Micro–Cap Evaluation 9\Micro–Cap Evaluation 9. В появившемся окне Micro–Cap 9.0.3.0 Evaluation Version (рис. 4) собрать схему c длинной линией (рис. 1). Рис. 4 4.2 Сборка схемы Соберем схему состоящую из источника синусоидального напряжения с внутренним сопротивлением, длинной линии и сопротивления нагрузки (рис. 1). 4.2.1 Ввод источника синусоидального напряжения Ввести источник синусоидального напряжения V1. Откройте меню Component\Analog Primitives\Waveform Sources и выберите синусоидальный источник Sine Source (рис. 5). 69 Рис. 5 Курсор примет форму графического изображения источника напряжения. Поместите его на рабочее окно так, как показано на рис. 6. Рис. 6 Зафиксируйте это положение, щелкнув левой клавишей мыши. Появиться окно Sine Source. Введите 1V в окне Value, в окне Show установите галочку, в окне F частоту 1,25 МГц (1.25MEG), в окне RS внутреннее сопротивление источника 50 Ом (50) (рис. 7). 70 Рис. 7 Убедитесь, что источник правильно работает. Щелкните мышкой на кнопке Plot. Появится окно Plot с зависимостью напряжения источника от времени (рис. 8). 71 Рис. 8 Закройте это окно, щелкнув на кнопке Закрыть (рис. 8). Нажмите кнопку ОК (рис. 7). 4.2.2 Ввод земли Откройте меню Component\Analog Primitives\Connectors и выберите землю Ground (рис. 9). 72 Рис. 9 Установите землю снизу от источника V1 (рис. 10). Рис. 10 Установите ещё одну землю. 4.2.3 Ввод сопротивления нагрузки Ввести резистор RH =50 Ом (R1). Откроите меню Component\Analog Primitives\Passive Components и выберите команду резистор Resistor (рис. 11). 73 Рис. 11 Курсор примет форму резистора (прямоугольник с выводами). Поместите его на рабочее окно, возле источника и щелкните левой кнопкой мыши. Появиться окно Resistor (рис. 12). 74 Рис. 12 В окне Value введите значение сопротивления 50 Ом (50), нажмите кнопку OK. В окне редактора появиться следующее изображение (рис. 13). Рис. 13 Под R1 появиться введенная вами величина сопротивления. Для поворота резистора используйте кнопку Rotate. 75 4.2.4 Ввод линии передачи Ввести однородную длинную линию без потерь Т1. Откроите меню Component\Analog Primitives\Passive Components и выберите команду TLine (рис. 14). Рис. 14 Курсор примет форму линии. Поместите его на рабочее окно, возле элемента V1 и щелкните левой кнопкой мыши. Появиться окно TLine (рис. 15). 76 Рис. 15 В окне Value введите длину линии l=160 м (LEN=160) и её погонные параметры LEN=160 C=100E-12 L=0.25E-6 R=0 G=0 Нажмите кнопку OK. В окне редактора появиться следующее изображение (рис. 16). Рис. 16 4.2.6 Ввод проводников Соедините все элементы проводниками. Для этого нажмите на кнопку ввода ортогональных проводников Wire Mode и, удерживая левую кнопку мыши, «прочертите» соединяя необходимые полюсы элементов (рис. 17). 77 Рис. 17 В случае возникновения проблем загрузите с сайта поддержки (http://frisk.newmail.ru/) для ознакомления файл L19_1.CIR (File\Open…) (рис. 18). учебного Рис. 18 4.3 Исследование однородной длинной линии передачи 4.3.1 Определение времени запаздывания Убедитесь, что введены все элементы правильно. В меню Analysis выберите команду Transient… (рис. 19). 78 процесса Рис. 19 На экране появиться окно Transient Analysis Limits, в котором задайте параметры построения требуемого графика так, как показано на рис. 20. Рис. 20 Time Range «4u» — интервал (0 … 4 мкс = 5Т). Maximum Time Step «0.01u» максимальный шаг (0,01 мкс). P номер окна «1», в котором будет построен график V(V1) и «2» — график V(R1). X Expression «t» — аргументы функции напряжения. Y Expression «V(V1)» — напряжение источника, «V(R1)» — напряжение на выходе. X Range «Auto» — интервал отображения аргумента по оси Х. Y Range «Auto» — интервал отображения функции по оси Y. Запустите построение, нажав кнопку Run. На экране появиться графики зависимости входного и выходного напряжений от времени (рис. 21). 79 Рис. 21 Данные графики занесите в соответствующий раздел отчета. Отметьте на графике время запаздывания и занесите её величину в таблицу 1. Замечание. Если кривые не появились, то на клавиатуре нажмите клавишу F9 и убедитесь, что все величины для построения графика введены правильно. Нажмите вновь кнопку Run. Повторите этот эксперимент c другой длинной линии l=400 м. Вернитесь к исходной схеме, нажав на клавиатуре клавишу F3. Измените длину линии LEN=400. Для этого щелкните два раза на цифре 160 и введите 400. Повторите анализ. Сделайте вывод о влиянии длины линии на величину времени запаздывания. 4.3.2 Исследование распределения напряжений вдоль линии для режима холостого хода Вернитесь к исходной схеме (F3) и установите длину линии T1 10 м (LEN=10). Удалите R1. Путём копирования длинной линии T1 установите их ещё 15 штук. Общая длина линии составит 16х10=160 м. Добавьте необходимое количество элементов Земля (рис. 22). 80 Рис. 22 Нажмите кнопку Нумерация узлов (Node Numbers) и убедитесь, что нумерация узлов такая, как показано на рис. 23. Рис. 23 Используя кнопку Text Mode, подпишите узлы 17-0, …, 1-16 (рис. 24). Рис. 24 Найдем значения действующих напряжений на каждом узле линии при фиксированной частоте f=1,25 МГц в табличном виде. Для этого в меню Analysis выберите команду запуска частотного анализа AC… (рис. 25). 81 Рис. 25 На экране появиться окно АС Analysis Limits, в котором задайте параметры так, как показано на рис. 26. Установите линейный масштаб по оси «X». 82 Рис. 26 Frequency Range «List», «1.25MEG,1.24MEG» — две частоты (1,24 и 1,25 МГц). Number of Points «3» — число точек графика. Page — номер страницы «1», на которой будет построен график. P — номер окна «1», в котором будет построен график. X Expression «f» — аргументы функции (текущая частота). Y Expression «MAG(V(1))» — модуль действующего напряжения в узле 1. X Range «Auto» — интервал отображения аргумента по оси Х. Y Range «Auto» — интервал отображения функции по оси Y. Запустите построение, нажав кнопку Run. На экране появиться графики. Два раза щёлкните на поле графиков левой кнопкой мыши. В появившемся окне Properties for AC Analysis выберите закладку Numeric Output. В окне Curves установите галочки против всех функций и для каждой в окне Alias задайте новоё имя (MAG(V(1)) — V16, …, MAG(V(17)) — V0) и нажмите кнопку ОК (рис. 27). 83 Рис. 27 Нажмите кнопку Run. Нажмите кнопку числового вывода F5. Найдите строчку Waveform Value (рис. 28). Рис. 28 Выделите всю строчку с частотой 1,25 МГц (1.250MEG). С помощью программы, например Microsoft Excel, постройте график распределения действующего значения напряжения вдоль линии в режиме холостого хода (рис. 29). 84 Рис. 29 Замечание. При переносе данных в Microsoft Excel следует десятичную точку заменить на запятую, m на E-3, f на E-15. На полученном графике обозначьте характерные точки (0, λ/4, λ/2, 3λ/4 и λ). Определите по графику коэффициент бегущей волны (КБВ) и рассчитайте коэффициент отражения ρ. График с необходимыми построениями поместите в раздел отчета, а данные занесите в соответствующие таблицы. Сделайте вывод о форме полученной кривой. 4.3.3 Исследование распределения напряжений вдоль линии для режима короткого замыкания Вернитесь к исходной схеме (F9, Ran, F3) и установите короткое замыкание на выходе линии (рис. 30) Рис. 30 Аналогично предыдущему пункты исследуйте распределение напряжения вдоль линии в режиме короткого замыкания (Analysis, AC…, удалите последнюю строчку т.к. V(17)=0, Run и так далее). График (Microsoft Excel) с необходимыми построениями поместите в раздел отчета, а данные занесите в соответствующие таблицы. Сделайте вывод о форме полученной кривой. 85 4.3.4 Исследование распределения напряжений вдоль линии для режима согласованной нагрузки Вернитесь к исходной схеме (F9, Run, F3) и установите сопротивление нагрузки R1=ZB рассчитанное в #3.1 предварительного расчёта для линии длиной 160 м (рис. 31). Рис. 31 Установите внутреннее сопротивление источника V1 RS=0 Ом. Аналогично предыдущему пункты исследуйте распределение напряжения вдоль линии в режиме согласованной нагрузки (Analysis, AC…, восстановите последнюю строчку с V(17), Run и так далее). График (Microsoft Excel) с необходимыми построениями поместите в раздел отчета, а данные занесите в соответствующие таблицы. Сделайте вывод о форме полученной кривой. 4.3.5 Исследование распределения напряжений вдоль линии для режима несогласованной нагрузки Вернитесь к исходной схеме (F9, Run, F3) и установите сопротивление нагрузки R1=2ZB для линии длиной 160 м. Аналогично предыдущему пункты исследуйте распределение напряжения вдоль линии в режиме несогласованной нагрузки (Analysis, AC…, Run и так далее). График (Microsoft Excel) с необходимыми построениями поместите в раздел отчета, а данные занесите в соответствующие таблицы. Сделайте вывод о форме полученной кривой. В случае возникновения проблем загрузите с сайта поддержки учебного процесса (http://frisk.newmail.ru/) для ознакомления файл L19_2.CIR (File\Open…). 5 Обработка результатов машинного эксперимента Сравнить полученные графики и данные с графиками и данными, полученными в предварительном расчете. Сделать выводы по каждому машинному эксперименту. 6 Вопросы для самопроверки 1. В каких случаях электрические цепи рассматривают как цепи с распределенными параметрами? 2. Запишите уравнения передачи длинной линии с потерями и без потерь. 3. Что такое волновое сопротивление линии? 4. Что называют коэффициентом отражения от нагрузки? 5. Какие режимы работы в линии вы знаете? Приведите примеры. 86 7 Содержание отчета Отчет оформляется в формате MS Word. Шрифт Times New Roman 14, полуторный интервал. Для защиты лабораторной работы отчет должен содержать следующий материал: титульный лист; цель работы; результаты машинного эксперимента; графики исследуемых зависимостей; выводы. К отчету должны быть приложены в напечатанном виде вопросы для самопроверки и ответы на них. 8 Литература 1. Фриск В.В. Основы теории цепей. –М.: РадиоСофт, 2002. — 288 с. 2. Бакалов В.П., Дмитриков В.Ф., Крук Б.И. Основы теории цепей. –М.: Радио и связь, 2003. — 592 с. 3. Добротворский И.Н. Лабораторный практикум по основам теории цепей. –М.: Высшая школа, 1986. — 192 с. 87 Лабораторная работа № 20 Исследование на ЭВМ входных характеристик длинной линии 1 Цель работы С помощью машинного эксперимента проанализировать зависимость входного сопротивления длинной линии от частоты при различных сопротивлениях нагрузки. Получить практические навыки в проведении машинных экспериментов и обработки их результатов. 2 Задание для самостоятельной подготовки Изучить основные положения теории цепей о резонансе напряжений стр. 238–239 [1], стр. 343– 352 [2], стр. 184–190 [3]. и стр. 174–175 [4]. Выполнить предварительный расчет, письменно ответить на вопросы для самопроверки. 3 Предварительный расчет 3.1 Длина линии без потерь равна l=160 м, погонная емкость C0=100 пФ/м, погонная индуктивность L0=0,25 мкГн (рис. 1) рассчитать: • волновое сопротивление ZB; • фазовую скорость VФ; Рис. 1 Полученные данные записать в таблицу 1. ZB= Ом, VФ, = м/с По предварительному расчету l=160 м, L0=0,25 мкГн, C0=100 пФ/м, 88 Таблица 1 По предварительному расчету l=160 м, L0=0,25 мкГн, C0=100 пФ/м, ZB= Ом, VФ, = м/с n f=n*[VФ/(4*l)], Гц Re[ZBX(f)], Ом (СН) Im[ZBX(f)], Ом (ХХ) Получено экспериментально Im[ZBX(f)], Ом (КЗ) Re[ZBX(f)], Ом (СН) Im[ZBX(f)], Ом (ХХ) Im[ZBX(f)], Ом (КЗ) 0 1 2 3 4 5 6 3.2 Рассчитать и построить кривую реальной части входного сопротивления Re[ZBX(f)] длинной линии без потерь от частоты f∈[0; 2] МГц для режима согласованной нагрузки (СН) RH=ZB. На полученном графике обозначьте характерные точки частоты f: ⎛V ⎞ ⎛V ⎞ ⎛V ⎞ ⎛V ⎞ ⎛V ⎞ ⎛V ⎞ 0, 1⋅ ⎜ Ф ⎟ , 2 ⋅ ⎜ Ф ⎟ , 3 ⋅ ⎜ Ф ⎟ , 4 ⋅ ⎜ Ф ⎟ , 5 ⋅ ⎜ Ф ⎟ , 6 ⋅ ⎜ Ф ⎟ . ⎝ 4l ⎠ ⎝ 4l ⎠ ⎝ 4l ⎠ ⎝ 4l ⎠ ⎝ 4l ⎠ ⎝ 4l ⎠ Полученные данные записать в таблицу 1. 3.3 Рассчитать и построить кривую мнимой части входного сопротивления Im[ZBX(f)] длинной линии без потерь от частоты f∈[0; 2] МГц для режима холостого хода (ХХ) RH=∞. На полученном графике обозначьте характерные точки частоты f: ⎛V ⎞ ⎛V ⎞ ⎛V ⎞ ⎛V ⎞ ⎛V ⎞ ⎛V ⎞ 0, 1⋅ ⎜ Ф ⎟ , 2 ⋅ ⎜ Ф ⎟ , 3 ⋅ ⎜ Ф ⎟ , 4 ⋅ ⎜ Ф ⎟ , 5 ⋅ ⎜ Ф ⎟ , 6 ⋅ ⎜ Ф ⎟ . ⎝ 4l ⎠ ⎝ 4l ⎠ ⎝ 4l ⎠ ⎝ 4l ⎠ ⎝ 4l ⎠ ⎝ 4l ⎠ Полученные данные записать в таблицу 1. 3.4 Рассчитать и построить кривую мнимой части входного сопротивления Im[ZBX(f)] длинной линии без потерь от частоты f∈[0; 2] МГц для режима короткого замыкания (КЗ) RH=0. На полученном графике обозначьте характерные точки частоты f: ⎛V ⎞ ⎛V ⎞ ⎛V ⎞ ⎛V ⎞ ⎛V ⎞ ⎛V ⎞ 0, 1⋅ ⎜ Ф ⎟ , 2 ⋅ ⎜ Ф ⎟ , 3 ⋅ ⎜ Ф ⎟ , 4 ⋅ ⎜ Ф ⎟ , 5 ⋅ ⎜ Ф ⎟ , 6 ⋅ ⎜ Ф ⎟ . ⎝ 4l ⎠ ⎝ 4l ⎠ ⎝ 4l ⎠ ⎝ 4l ⎠ ⎝ 4l ⎠ ⎝ 4l ⎠ Полученные данные записать в таблицу 1. 4 Порядок выполнения работы Однородная длинная линия, у которой погонное сопротивление R0 и погонная проводимость G0 равны нулю, называются линией без потерь. В такой линии элементарный отрезок длинной dx содержит только погонную индуктивность L0 и погонную емкость C0 (рис. 2). 89 Рис. 2 Электромагнитная волна распространяется вдоль такой линии с конечной фазовой скоростью VФ VФ = 1 . L0C0 Волновое сопротивление линии ZB является действительным числом и равно ZB = L0 . C0 На вход линии без потерь подаётся синусоидальный сигнал. В этом случаи произведение коэффициента фазы β на длину линии l будет равно βl = 2π l λ = 2π lf , VФ так как частота генератора f и длина волны в линии λ связаны соотношением λ= VФ . f В общем случаи, для линии без потерь комплексные входное сопротивление определяются из выражения Z ВХ Z + jZ B tg ( β l ) U = ZB (l ) = 1 = Z B H I1 Z B + jZ H tg ( β l ) ⎛ 2π l ⎞ Z H + jZ B tg ⎜ ⎟ ⎝ λ ⎠. ⎛ 2π l ⎞ Z B + jZ H tg ⎜ ⎟ ⎝ λ ⎠ Из этого выражения легко получить формулу входного сопротивления в зависимости от частоты при фиксированной длине линии Z ВХ ⎛ 2π lf Z H + jZ B tg ⎜ ⎝ λ ( f ) = ZB ⎛ 2π lf Z B + jZ H tg ⎜ ⎝ λ ⎞ ⎟ ⎠. ⎞ ⎟ ⎠ Следовательно, частотная зависимость входного сопротивления для различных режимов работы линии будет равна Z ВХ ⎧ ⎪ ⎪Z B ⎪ ⎛ 2π lf ⎞ ( f ) = ⎪⎨− Z B ctg ⎜ ⎟ ⎝ VФ ⎠ ⎪ ⎪ ⎛ ⎞ ⎪ jZ B ctg ⎜ 2π lf ⎟ ⎪⎩ V ⎝ Ф ⎠ − CH − XX . − КЗ На рис. 3 показана зависимость мнимой части входного сопротивления от частоты для режима холостого хода. 90 Рис. 3 Из этого рисунка видно, что функция входного сопротивления является периодической. На низких частотах входное сопротивление носит чисто ёмкостной характер и приближается к точке с нулевым сопротивлением. В этой точке наблюдается последовательный резонанс. При дальнейшем увеличение частоты входное сопротивление становится чисто индуктивным и увеличивается до точки с бесконечно большим сопротивлением (параллельный резонанс). Далее всё периодически повторяется. С помощью ЭВМ получим частотные зависимости входного сопротивления однородной длинной линии без потерь при различных режимах. 4.1 Запуск программы схемотехнического моделирования Micro–Cap Включить ЭВМ и запустить программу Micro–Cap C:\MC9DEMO\mc9demo.exe или ПУСК\Все программы\Micro–Cap Evaluation 9\Micro–Cap Evaluation 9. В появившемся окне Micro–Cap 9.0.3.0 Evaluation Version (рис. 4) собрать схему c длинной линией (рис. 1). Рис. 4 91 4.2 Сборка схемы Соберем схему содержащую источник синусоидального напряжения, два резистора и длинную линию (рис. 1). 4.2.1 Ввод источника синусоидального напряжения Ввести источник синусоидального напряжения V1. Откройте меню Component\Analog Primitives\Waveform Sources и выберите синусоидальный источник Sine Source (рис. 5). Рис. 5 Курсор примет форму графического изображения источника напряжения. Поместите его на рабочее окно так, как показано на рис. 6. 92 Рис. 6 Зафиксируйте это положение, щелкнув левой клавишей мыши. Появиться окно Sine Source. Введите 1V в окне Value, в окне Show установите галочку, в окне F частоту 2 МГц (2MEG), в окне RS внутреннее сопротивление источника 0 Ом (0) (рис. 7). Рис. 7 93 Убедитесь, что источник правильно работает. Щелкните мышкой на кнопке Plot. Появится окно Plot с зависимостью напряжения источника от времени (рис. 8). Рис. 8 Закройте это окно, щелкнув на кнопке Закрыть (рис. 8). Нажмите кнопку ОК (рис. 7). 4.2.2 Ввод земли Откройте меню Component\Analog Primitives\Connectors и выберите землю Ground (рис. 9). Рис. 9 Установите две Земли снизу от источника V1 (рис. 10). 94 Рис. 10 4.2.3 Ввод резисторов Ввести резистор внутреннего сопротивления источника R0 =50 Ом (R1). Откроите меню Component\Analog Primitives\Passive Components и выберите команду резистор Resistor (рис. 11). Рис. 11 Курсор примет форму резистора (прямоугольник с выводами). Поместите его на рабочее окно, возле источника и щелкните левой кнопкой мыши. Появиться окно Resistor (рис. 12). 95 Рис. 12 В окне Value введите значение сопротивления 50 Ом (50), нажмите кнопку OK. В окне редактора появиться следующее изображение резистора с номиналом 50. Для поворота резистора используйте кнопку Rotate (рис. 13). Рис. 13 Аналогичным образом введите резистор выходного сопротивления RH=ZB (R2) рассчитанное в #3.1 предварительного расчёта. 4.2.4 Ввод линии передачи Ввести однородную длинную линию без потерь Т1. Откроите меню Component\Analog Primitives\Passive Components и выберите команду TLine (рис. 14). 96 Рис. 14 Курсор примет форму линии. Поместите его на рабочее окно, возле элемента R1 и щелкните левой кнопкой мыши. Появиться окно TLine (рис. 15). 97 Рис. 15 В окне Value введите длину линии l=160 м (LEN=160) и её погонные параметры LEN=160 C=100E-12 L=0.25E-6 R=0 G=0 Нажмите кнопку OK. В окне редактора появиться следующее изображение (рис. 16). Рис. 16 4.2.6 Ввод проводников Соедините все элементы проводниками. Для этого нажмите на кнопку ввода ортогональных проводников Wire Mode и, удерживая левую кнопку мыши, «прочертите» соединяя необходимые полюсы элементов (рис. 17). 98 Рис. 17 Нажмите кнопку Нумерация узлов (Node Numbers) и убедитесь, что нумерация узлов такая, как показано на рис18. Рис. 18 В случае возникновения проблем загрузите с сайта поддержки (http://frisk.newmail.ru/) для ознакомления файл L20_1.CIR (File\Open…). учебного процесса 4.3 Исследование входных характеристик длинной линии 4.3.1 Построение частотной зависимости входного сопротивления длинной линии для режима СН Убедитесь, что введены все элементы правильно. Построим требуемую частотную зависимость ⎡I ⎤ Re ⎣⎡ Z BX ( f ) ⎦⎤ = Re ⎢ 1 ⎥ , ( RE(V(2)/I(R1)) ). ⎣U 1 ⎦ Для этого в меню Analysis выберите команду запуска частотного анализа AC… (рис. 19). 99 Рис. 19 На экране появится окно АС Analysis Limits, в котором задайте параметры так, как показано на рис. 20. Установите линейный масштаб по оси «X». Рис. 20 Frequency Range «List», «2MEG,0» — диапазон частот (0 …2 МГц). Number of Points «501» — число точек графика. Page — номер страницы «1», на которой будет построен график. P — номер окна «1», в котором будет построен график. X Expression «f» — аргументы функции (текущая частота). Y Expression «Re(V(2)/I(R1))» — реальная часть входного сопротивления. X Range «Auto» — интервал отображения аргумента по оси Х. Y Range «Auto» — интервал отображения функции по оси Y. Запустите построение, нажав кнопку Run. На экране появиться график. График с необходимыми построениями поместите в соответствующий раздел отчета, а данные занесите в таблицу 1. Сделайте вывод о форме полученной кривой. 100 4.3.2 Построение частотной зависимости входного сопротивления длинной линии для режима ХХ Построим требуемую частотную зависимость ⎡I ⎤ Im ⎡⎣ Z BX ( f ) ⎤⎦ = Im ⎢ 1 ⎥ , ( Im(V(2)/I(R1)) ). ⎣U 1 ⎦ Вернитесь к исходной схеме (F3) и удалите (Delete) резистор сопротивления нагрузки R2 (рис. 21). Рис. 21 Аналогично предыдущему пункты проведите частотный анализ (Analysis/AC…). На экране появиться окно АС Analysis Limits, в котором задайте параметры так, как показано на рис. 22. Рис. 22 Нажмите кнопку ОК. На экране появится искомый график (рис. 23). 101 Рис. 23 Этот график с необходимыми построениями поместите в соответствующий раздел отчета, а данные занесите в таблицу 1. Сделайте вывод о форме полученной кривой. 4.3.3 Построение частотной зависимости входного сопротивления длинной линии для режима КЗ Вернитесь к исходной схеме (F3) и установите короткое замыкание на выходе линии (рис. 24). Рис. 24 Аналогично предыдущему пункты проведите частотный анализ (Analysis/AC…). Полученный график с необходимыми построениями поместите в соответствующий раздел отчета, а данные занесите в таблицу 1. Сделайте вывод о форме полученной кривой. В случае возникновения проблем загрузите с сайта поддержки учебного процесса (http://frisk.newmail.ru/) для ознакомления файл L20_2.CIR (File\Open…). 5 Обработка результатов машинного эксперимента Сравнить полученные графики и данные с графиками и данными, полученными в предварительном расчете. Сделать выводы по каждому машинному эксперименту. 102 6 Вопросы для самопроверки 1. Как рассчитывается входное сопротивление длинной линии с потерями и без потерь? 2. Получите формулы и качественно постройте зависимости входного сопротивления длинной линии от длинны линии при фиксированной частоте для различных режимов. 3. Как рассчитываются длины волны, излучаемая радиовещательной станцией и распространяемая в длинной линии? 4. Что называют реактивным шлейфом? 5. Что называется фазовой скоростью? 7 Содержание отчета Отчет оформляется в формате MS Word. Шрифт Times New Roman 14, полуторный интервал. Для защиты лабораторной работы отчет должен содержать следующий материал: титульный лист; цель работы; результаты машинного эксперимента; графики исследуемых зависимостей; выводы. К отчету должны быть приложены в напечатанном виде вопросы для самопроверки и ответы на них. 8 Литература 1. Фриск В.В. Основы теории цепей. –М.: РадиоСофт, 2002. — 288 с. 2. Бакалов В.П., Дмитриков В.Ф., Крук Б.И. Основы теории цепей. –М.: Радио и связь, 2003. — 592 с. 3. Добротворский И.Н. Лабораторный практикум по основам теории цепей. –М.: Высшая школа, 1986. — 192 с. 4. Фуксо В. СВЧ цепи. Анализ и автоматизированное проектирование –М.: Радио и связь, 1990. — 288 с. 103 Лабораторная работа № 21 Исследование на ЭВМ ФНЧ Баттерворта 1 Цель работы С помощью машинного эксперимента исследовать частотную характеристику фильтра нижних частот (ФНЧ). Получить практические навыки в синтезе фильтров Баттерворта. 2 Задание для самостоятельной подготовки Изучить основные положения теории цепей о синтезе фильтров стр. 249–254 [1] и стр. 443–450 [2]. Выполнить предварительный расчет, письменно ответить на вопросы для самопроверки. 3 Предварительный расчёт 3.1 Синтезировать фильтр нижних частот (рис.1) с характеристикой Баттерворта, т.е. составить схему фильтра и определить величины её реактивных элементов по заданным численным значениям нагрузочных сопротивлений R0=RH=50 Ом и f2=6 кГц — граничная частота ПП; f3=12 кГц — граничная частота ПЗ; Δa=4 дБ — неравномерность ослабления в ПП; amin=15 дБ — минимальное ослабление в ПЗ. Рис. 1 3.2 Рассчитать и построить кривую рабочего ослабления ap(f) при f∈[0; 2f3] кГц. На полученном графике обозначьте характерные точки частоты. 4 Порядок выполнения работы Понятие о частотном фильтре Электрическим частотным фильтром называется четырёхполюсник, рабочее ослабление которого в некоторой полосе частот (в полосе пропускания (ПП)) сравнительно невелико (0,1…3,0 дБ), а за пределами этой полосы частот (в полосе задержания (ПЗ)) имеет гораздо большую величину (10…60 дБ). Частотный диапазон между полосой пропускания и полосой задерживания называется переходной полосой (ПХ). Граничную частоту между полосой пропускания и переходной полосой обозначают как f2. Граничную частоту между переходной полосой и полосой пропускания обозначают как f3 (рис. 2). 104 Рис. 2 f2, кГц — граничная частота ПП; f3, кГц — граничная частота ПЗ; Δa, дБ — неравномерность ослабления в ПП; amin, дБ — минимальное ослабление в ПЗ; R0=RH, Ом — сопротивление генератора и нагрузки. Фильтр с характеристикой Баттерворта Рабочая передаточная функция ослабление фильтра имеет следующий вид ⎛ RH ⎛ E ⎞ a p = 20 ⋅ lg ⎜ ⎟ + 10 ⋅ lg ⎜ U 2 ⎝ 2⎠ ⎝ R0 ⎞ ⎟ , дБ. ⎠ Рабочее ослабление фильтра Баттерворта выражается формулой a p = 10 ⋅ lg (1 + ε 2Ω 2 n ) , дБ где ε = 100 ,1⋅Δa − 1 ; ε — коэффициент неравномерности в ПП; Ω=f/f2 — нормированная частота; n — порядок фильтра. На рис. 3 показаны графики рабочего ослабления при ε=1 для различных n. Рис. 3 Из этих графиков видно, что: • при нулевой частоте рабочее ослабление ФНЧ Баттерворта равно нулю и по мере увеличения частоты монотонно возрастает; 105 • на границе полосы пропускания (при Ω=1) рабочее ослабление фильтра равно 3 дБ независимо от величины порядка фильтра n; • в полосе пропускания (Ω<1) увеличение порядка фильтра n, при фиксированной частоте, приводит к уменьшению рабочего ослабления; • в полосе задерживания (Ω>1) увеличение порядка фильтра n, при фиксированной частоте, приводит к увеличению рабочего ослабления. Пример синтеза ФНЧ Баттерворта Пусть для синтеза заданы следующие исходные данные: f2=1 кГц — граничная частота ПП; f3=1,5 кГц — граничная частота ПЗ; Δa=3 дБ — неравномерность ослабления в ПП; amin=10 дБ — минимальное ослабление в ПЗ; R0=RH=600 Ом — сопротивление генератора и нагрузки. Расчеты будем проводить с точностью четыре знака после запятой. 1) Нормализуем f3 относительно f2 ΩЗ = f 3 1,5 = = 1,5 ; 1 f2 2) Находим коэффициент неравномерности ε ε = 100 ,1⋅Δa − 1 = 100 ,1⋅3 − 1 = 0,9976 ; 3) Вычислим число реактивных элементов фильтра 100 ,1⋅amin −1 ⋅ 100 ,110 −1 = 9 ,0428 , ε 0,99762 lg ( A ) lg ( 9 , 428 ) N= = = 2,7154 . 2 ⋅ lg ( Ω3 ) 2 ⋅ lg (1,5 ) A= 2 = Округляем N до ближайшего целого большего числа n=3. 4) Находим полюсы передаточной функции. Для ФНЧ Баттерворта (n=3, k=1, 2, 3) Sk = n 1 ε 1 ⎛ 2k + n − 1 ⎞ ⎛ 2k + n − 1 ⎞ ⋅ cos ⎜ π ⎟ + j n ⋅ sin ⎜ π ⎟, ε 2 n 2n ⎠ ⎝ ⎠ ⎝ S1=–0,5004+j0,8667; S2=–1,0008; S3=–0,5004–j0,8667. На рис. 4 показано расположение корней на комплексной плоскости. Рис. 4 106 Заметим, что все корни лежат в левой полуплоскости. 5) Строим вспомогательные полиномы. Так как n=3 — нечетное число, то составляем два вспомогательных полинома. Для первого выбираем корни с нечётными индексами M(p)=(p–S1) (p–S3)=р2+1,0008р+1,0016. Для второго выбираем корни с чётными индексами N(P)=(p–S2)=р+1,0008. 6) Найдём коэффициент нормировки k и операторное входное сопротивление второй (правой) половины фильтра k= Z BX 2 ( p ) = k N ( 0 ) 1,0008 = = 0,9992 , M ( 0 ) 1,0016 M ( p) p 2 + 1,0008 p + 1,0016 0,9992 p 2 + p + 1,0008 = 0,9992 ⋅ = . N ( p) p + 1, 0008 p + 1,008 По методике ускоренного синтеза [3], раскладываем входное сопротивление в цепную дробь (это можно сделать или в ручную или с помощью программы Сигма). Z BX 2 ( p ) = 0 ,9992 s + 1 , 0 ,9992 s + 1 7) Из полученной цепной дроби выделяем нормированные элементы фильтра LHOP=0,9992; CHOP=0,9992; RHOP=1; RHOP 0 = 1 RHOP =1. 8) Этому разложению соответствует следующая схема правой половины фильтра (рис.5). Рис. 5 9) Так как n=3 нечетное, то выбираем левую схему фильтра симметричную правой половине. Рис. 6 10) Производим денормирование элементов и получаем окончательную схему фильтра (рис. 7). 107 R0 = RHOP 0 ⋅ RH = 1 ⋅ 600 = 600 Ом, RH 600 L1 = LHOP = 1,9984 = 0,1908 Гн, 2π f 2 RHOP 2π ⋅1000 ⋅1 RHOP 1 C1 = C2 = CHOP = 0,9992 = 2,6505 ⋅10−7 Ф. 2π f 2 RH 2π ⋅1000 ⋅ 600 Рис. 7 11) Строим график функции рабочего ослабления ФНЧ Баттерворта от частоты (рис. 8) по ниже приведённой формуле. 2n ⎡ ⎛ f ⎞ ⎤ a p ( f ) = 10 ⋅ lg ⎢1 + ε 2 ⎜ ⎟ ⎥ . ⎢⎣ ⎝ f 2 ⎠ ⎥⎦ Рис. 8 Проверяем синтез с помощью программы Micro-Cap (рис. 9, 10 и 11). Рис. 9 108 Рис. 10 Рис. 11 4.1 Проверить проведённый в предварительном расчёте синтез ФНЧ Баттерворта на ЭВМ. Для чего ввести синтезированную схему фильтра Баттерворта в программу схемотехнического проектирования Micro-Cap и построить с её помощью графики рабочего ослабления фильтра от частоты и АЧХ фильтра. 4.2 Запуск программы схемотехнического моделирования Micro–Cap Включить ЭВМ и запустить программу Micro–Cap C:\MC9DEMO\mc9demo.exe или ПУСК\Все программы\Micro–Cap Evaluation 9\Micro–Cap Evaluation 9. В появившемся окне Micro–Cap 9.0.3.0 Evaluation Version (рис. 12) собрать схему ФНЧ Баттерворта. 109 Рис. 12 4.2 Сборка схемы Соберем схему содержащую источник синусоидального напряжения, два резистора, необходимое количество реактивных элементов полученных в предварительном расчете и земли. 4.2.1 Ввод источника синусоидального напряжения Ввести источник синусоидального напряжения V1. Откройте меню Component\Analog Primitives\Waveform Sources и выберите синусоидальный источник Sine Source (рис. 13). 110 Рис. 13 Курсор примет форму графического изображения источника напряжения. Поместите его на рабочее окно так, как показано на рис. 14. Рис. 14 Зафиксируйте это положение, щелкнув левой клавишей мыши. Появиться окно Sine Source. Введите 1V в окне Value, в окне Show установите галочку, в окне F частоту 2f3=24 кГц (24k), в окне RS внутреннее сопротивление источника 0 Ом (0) (рис. 15). 111 Рис. 15 Убедитесь, что источник правильно работает. Щелкните мышкой на кнопке Plot. Появится окно Plot с зависимостью напряжения источника от времени (рис. 16). Рис. 16 Закройте это окно, щелкнув на кнопке Закрыть (рис. 16). Нажмите кнопку ОК (рис. 15). 112 4.2.2 Ввод земли Откройте меню Component\Analog Primitives\Connectors и выберите землю Ground (рис. 17). Рис. 17 Установите Землю снизу от источника V1 (рис. 18). Рис. 18 4.2.3 Ввод резисторов Ввести резистор внутреннего сопротивления источника R0=R1=50 Ом (R1). Откроите меню Component\Analog Primitives\Passive Components и выберите команду резистор Resistor (рис. 19). 113 Рис. 19 Курсор примет форму резистора (прямоугольник с выводами). Поместите его на рабочее окно, возле источника и щелкните левой кнопкой мыши. Появиться окно Resistor (рис. 20). Рис. 20 114 В окне Value введите значение сопротивления 50 Ом (50), нажмите кнопку OK. В окне редактора появиться следующее изображение резистора с номиналом 50. Для поворота резистора используйте кнопку Rotate (рис. 21). Рис. 21 Аналогичным образом введите второй резистор нагрузки RH=R2=50 Ом (R2). 4.2.4 Ввод конденсаторов Откройте меню Component\Analog Primitives\Passive Components и выберите команду конденсатор Capacitor (рис. 22). Рис. 22 Курсор примет форму конденсатора (две параллельные линии с выводами). Поместите его на рабочее окно, возле первого резистора и щелкните левой кнопкой мыши. Появиться окно Capacitor (рис. 23). В окне Value введите значение первой ёмкости, полученной при синтезе ФНЧ в предварительном расчете, установите галочку у Show и нажмите кнопку OK. 115 Рис. 23 В окне редактора появится следующее изображение (рис. 24). Рис. 24 Аналогичным образом введите второй конденсатор. 4.2.5 Ввод катушки индуктивности Откроите меню Component\Analog Primitives\Passive Components и выберите команду конденсатор Inductor (рис. 25). 116 Рис. 25 Курсор примет форму катушки. Поместите его на рабочее окно, возле первого конденсатора и щелкните левой кнопкой мыши. Появится окно Inductor (рис. 26). В окне Value введите значение индуктивности, полученной при синтезе ФНЧ в предварительном расчете, установите галочку у Show и нажмите кнопку OK. Рис. 26 В окне редактора появиться следующее изображение (рис. 27). 117 Рис. 27 При необходимости аналогичным образом введите другие элементы схемы. 4.2.6 Ввод проводников Соедините все элементы проводниками. Для этого нажмите на кнопку ввода ортогональных проводников Wire Mode и, удерживая левую кнопку мыши, «прочертите» соединяя необходимые полюсы элементов (рис. 28). Рис. 28 В случае возникновения проблем загрузите с сайта поддержки (http://frisk.newmail.ru/) для ознакомления файл L21_1.CIR (File\Open…). учебного процесса 4.3 Исследование частотных характеристик ФНЧ Баттерворта 4.3.1 Построение зависимости выходного напряжения ФНЧ Баттерворта от частоты Убедитесь, что все элементы введены правильно. Построим требуемую зависимость, т.е. АЧХ фильтра |U2(f)| (V(R2)). Для этого в меню Analysis выберите команду запуска частотного анализа AC… (рис. 29). 118 Рис. 29 На экране появится окно АС Analysis Limits, в котором задайте параметры так, как показано на рис. 30. Установите линейный масштаб по оси «X». Рис. 30 Frequency Range «Linear», «24k,1» — диапазон частот (1 Гц…24 кГц). Number of Points «501» — число точек графика. Page — номер страницы «1», на которой будет построен график. P — номер окна «1», в котором будет построен график. X Expression «f» — аргументы функции (текущая частота). Y Expression «V(R2)» — модуль выходного напряжения. X Range «Auto» — интервал отображения аргумента по оси Х. Y Range «Auto» — интервал отображения функции по оси Y. Запустите построение, нажав кнопку Run. На экране появиться график. График с отмеченными характерными точками поместите в соответствующий раздел отчета. Укажите ПП, ПХ и ПЗ. Сделайте вывод о форме полученной кривой. 4.3.2 Построение частотной зависимости рабочего ослабления ФНЧ Баттерворта Построим требуемую частотную зависимость ap(f) (20*log(1/(2*MAG(V(R2))))). Для этого в меню Analysis выберите команду запуска частотного анализа AC… (рис. 29). 119 На экране появится окно АС Analysis Limits, в котором задайте параметры так, как показано на рис. 31. Установите линейный масштаб по оси «X». Рис. 31 Запустите построение, нажав кнопку Run. На экране появиться график. График с отмеченными характерными точками поместите в соответствующий раздел отчета. Укажите ПП, ПХ и ПЗ. Сделайте вывод о форме полученной кривой. 5 Обработка результатов машинного эксперимента Сравнить полученные графики с графиками, полученными в предварительном расчете. Сделать выводы по каждому машинному эксперименту. 6 Вопросы для самопроверки 1. Какой фильтр называется фильтром нижних частот? 2. Напишите формулу частотной зависимости рабочего затухания ФНЧ Баттерворта и перечислите основные свойства этой характеристики. 3. Что называют порядком фильтра Баттерворта, каким образом его рассчитывают? 4. Какая схема фильтра называется нормированной? 5. Каков алгоритм синтеза ФНЧ Баттерворта? 7 Содержание отчета Отчет оформляется в формате MS Word. Шрифт Times New Roman 14, полуторный интервал. Для защиты лабораторной работы отчет должен содержать следующий материал: титульный лист; цель работы; результаты машинного эксперимента; графики исследуемых зависимостей; выводы. К отчету должны быть приложены в напечатанном виде вопросы для самопроверки и ответы на них. 8 Литература 1. Фриск В.В. Основы теории цепей. –М.: РадиоСофт, 2002. — 288 с. 2. Бакалов В.П., Дмитриков В.Ф., Крук Б.И. Основы теории цепей. –М.: Радио и связь, 2003. — 592 с. 3. Попов П.А. Применение частотных преобразований в теории цепей. –М.: Энергоатомиздат, 1986. -135 с. 120 Лабораторная работа № 22 Исследование на ЭВМ ФВЧ Чебышёва 1 Цель работы С помощью машинного эксперимента исследовать частотную характеристику фильтра верхних частот (ФВЧ). Получить практические навыки в синтезе фильтров верхних частот Чебышёва. 2 Задание для самостоятельной подготовки Изучить основные положения теории цепей о синтезе ФВЧ стр. 252–255 [1] и стр. 450–472 [2]. Выполнить предварительный расчет, письменно ответить на вопросы для самопроверки. 3 Предварительный расчёт 3.1 Синтезировать фильтр верхних частот (рис.1) с характеристикой Чебышёва, т.е. составить схему фильтра и определить величины её реактивных элементов по заданным численным значениям нагрузочных сопротивлений R0=RH=50 Ом и F2=12 кГц — граничная частота ПП; F3=6 кГц — граничная частота ПЗ; Δa=3 дБ — неравномерность ослабления в ПП; amin=33 дБ — минимальное ослабление в ПЗ. Рис. 1 3.2 Рассчитать и построить кривую рабочего ослабления ap(F) при F∈[0; 2F2] кГц. На полученном графике обозначьте характерные точки частоты. 4 Порядок выполнения работы Преобразование схемы ФНЧ в схему ФВЧ Возьмем схему ФНЧ с граничной частотой полосы пропускания равной 1 рад/с. Заменим в этой схеме все индуктивные элементы ёмкостными и все ёмкостные элементы индуктивными. Величины сопротивлений резисторов оставим неизменными. В результате таких замен получим схему фильтра верхних частот, у которого граничная частота полосы пропускания будет такой же, как и у схемы ФНЧ, 1 рад/с. Полоса пропускания ФВЧ будет при ω>1, а полоса задерживания ω<1. ФНЧ, подвергаемый преобразованию в ФВЧ, называется ФНЧ-прототипом. Граничную частоту между полосой пропускания и переходной полосой обозначают как F2. Граничную частоту между переходной полосой и полосой пропускания обозначают как F3 (рис. 2). 121 Рис. 2 F2, кГц — граничная частота ПП; F3, кГц — граничная частота ПЗ; Δa, дБ — неравномерность ослабления в ПП; amin, дБ — минимальное ослабление в ПЗ; R0=RH, Ом — сопротивление генератора и нагрузки. Фильтр с характеристикой Чебышёва Рабочая передаточная функция ослабление фильтра имеет следующий вид ⎛ RH ⎛ E ⎞ a p = 20 ⋅ lg ⎜ ⎟ + 10 ⋅ lg ⎜ 2 U ⎝ 2⎠ ⎝ R0 ⎞ ⎟ , дБ. ⎠ Рабочее ослабление фильтра Чебышёва выражается формулой a p = 10 ⋅ lg ⎡⎣1 + ε 2Tn2 ( Ω ) ⎤⎦ , дБ где ε = 100 ,1⋅Δa − 1 ; ε — коэффициент неравномерности в ПП; Tn(Ω) — полином Чебышёва n-го порядка (T4(Ω)=8Ω4–8Ω2+1); Ω= F2/F — нормированная частота; F — текущая частота; n — порядок фильтра. На рис. 3 показаны графики полинома Чебышёва для различных n. Рис. 3 122 Из этих графиков видно, что: • при 0<Ω<1 численное значение полинома Чебышёва изменяется по колебательному закону (осциллирует); • при Ω>1 по мере увеличения частоты численные значения полинома Чебышёва быстро возрастает. Поскольку в формулу рабочего ослабления входит полином Чебышёва в квадрате, то в полосе пропускания и рабочее ослабление будет изменяться по колебательному закону (осциллировать). Пример синтеза ФВЧ Чебышёва Пусть для синтеза заданы следующие исходные данные: F2=2 кГц — граничная частота ПП; F3=1 кГц — граничная частота ПЗ; Δa=3 дБ — неравномерность ослабления в ПП; amin=30 дБ — минимальное ослабление в ПЗ; R0=RH=600 Ом — сопротивление генератора и нагрузки. Расчеты будем проводить с точностью четыре знака после запятой. 1) Перейдём к ФНЧ-прототипу f2=F3=1 кГц, f3=F2=2 кГц. 2) Нормализуем f3 относительно f2 Ω3 = f3 2 = = 2; f2 1 3) Находим коэффициент неравномерности ε ε = 100 ,1⋅Δa − 1 = 100 ,1⋅3 − 1 = 0,9976 ; 4) Вычислим число реактивных элементов фильтра прототипа A= N= ln ( ( 100 ,1⋅amin − 1 100 ,1⋅30 − 1 = = 1003,8 , 0 ,99762 ε2 A + A −1 ) = ln ( ln Ω3 + Ω32 − 1 ) 1003,8 + 1003,8 − 1 ( ln 2 + 22 − 1 ) ) = 3,1502 . Округляем N до ближайшего целого большего числа n=4. 5) Находим полюсы передаточной функции. Для ФНЧ Чебышёва (n=4, k=1, 2, 3, 4) x= Sk = n 1 ε + 1 ε2 = 4 1 1 + = 1, 247 0 ,9976 0 ,99762 1 ⎡⎛ 1 ⎞ ⎛ 2k − 1 ⎞ ⎛1 ⎞ ⎛ 2k − 1 ⎞ ⎤ ⎜ − x ⎟ ⋅ sin ⎜ π ⎟ + j ⎜ + x ⎟ ⋅ cos ⎜ π ⎟ , ⎢ 2 ⎣⎝ x 2n ⎠ 2n ⎠ ⎥⎦ ⎠ ⎝ ⎝x ⎠ ⎝ S1=–0,0852+j0,9465; S2=–0,2056+j0,392; S3=–0,2056–j0,392; S4=–0,0852–j0,9465. На рис. 4 показано расположение корней на комплексной плоскости. 123 Рис. 4 Заметим, что все корни лежат в левой полуплоскости. 6) Строим вспомогательные полиномы. Так как n=4 — чётное число, то составляем вспомогательный полином F(p). Для него выбираем корни с нечётными индексами F(p)=M(p)–jN(p)=(p–S1) (p–S3)=р2+0,2908р+0,3886–j(0,5544р+0,1612), Следовательно М(р)=р2+0,2908р+0,3886; N(p)=0,5544р+0,1612. 7) Найдём операторное входное сопротивление второй (правой) половины фильтра (в нашем случае k=1) Z BX 2 ( p ) = k M ( p ) p 2 + 0, 2908 p + 0,3886 = . N ( p) 0 ,5544 p + 0,1612 По методике ускоренного синтеза [3], раскладываем входное сопротивление в цепную дробь (это можно сделать или в ручную или с помощью программы Сигма). Z BX 2 ( p ) = 1,8038 p + 1 , 1, 4267 p + 2, 4107 8) Из полученной цепной дроби выделяем нормированные элементы фильтра LHOP=1,8038; CHOP=1,4267; RHOP=2,4107. Мы получили, что RНОР≠1, поэтому после синтеза R0≠RH. 9) Этому разложению соответствует следующая схема правой половины фильтра (рис.5). 124 Рис. 5 10) Так как n=4 чётное, то выбираем левую схему фильтра-прототипа дуальную правой половине (рис. 6). LHOP1(ФНЧ)=1,4267; LHOP2(ФНЧ)=1,8038; CHOP1(ФНЧ)=1,8038; CHOP2(ФНЧ)=1,4267. Рис. 6 11) Переходим от схемы ФНЧ-прототипа к схеме ФВЧ (рис. 7), делая следующие замены. CHOP1(ФВЧ)=1/LHOP1(ФНЧ)=1/1,4267=0,7009; CHOP2(ФВЧ)=1/LHOP2(ФНЧ)=1/1,8038=0,5544; LHOP1(ФВЧ)=1/CHOP1(ФНЧ)=1/1,8038=0,5544; LHOP2(ФВЧ)=1/CHOP2(ФНЧ)=1/1,4267=0,7009. Рис. 7 12) Производим денормирование элементов и получаем окончательную схему фильтра (рис. 8). RH = 600 Ом, 1 1 ⋅ RH = ⋅ 600 = 103, 244 Ом, 2, 4107 2 RHOP 2 RH 600 L1 = LHOP1(ФВЧ ) = 0,5544 = 0,011 Гн, 2π F2 RHOP 2π ⋅ 2000 ⋅ 2, 4107 RH 600 = 0,7009 = 0,0139 Гн, L2 = LHOP 2(ФВЧ ) 2π F2 RHOP 2π ⋅ 2000 ⋅ 2 , 4107 R0 = 125 C1 = CHOP1(ФВЧ ) C2 = CHOP 2(ФВЧ ) RHOP 2, 4107 = 0 ,7009 = 2 , 241⋅10−7 Ф, 2π F2 RH 2π ⋅ 2000 ⋅ 600 RHOP 2, 4107 = 0,5544 = 1,7725 ⋅10−7 Ф. 2π F2 RH 2π ⋅ 2000 ⋅ 600 Рис. 8 13) Строим график функции рабочего ослабления ФНЧ Чебышёва от частоты (рис. 9) по ниже приведённой формуле. ⎡ ⎛ F ⎞⎤ a p ( F ) = 10 ⋅ lg ⎢1 + ε 2T42 ⎜ 2 ⎟ ⎥ . ⎝ F ⎠⎦ ⎣ Рис. 9 126 Проверяем синтез с помощью программы Micro-Cap (рис. 10, 11 и 12). Рис. 10 Рис. 11 127 Рис. 12 4.1 Проверить проведённый в предварительном расчёте синтез ФBЧ Чебышёва на ЭВМ. Для чего ввести синтезированную схему фильтра Чебышёва в программу схемотехнического проектирования Micro-Cap и построить с её помощью графики АЧХ фильтра и рабочего ослабления ФВЧ от частоты. 4.2 Запуск программы схемотехнического моделирования Micro–Cap Включить ЭВМ и запустить программу Micro–Cap C:\MC9DEMO\mc9demo.exe или ПУСК\Все программы\Micro–Cap Evaluation 9\Micro–Cap Evaluation 9. В появившемся окне Micro–Cap 9.0.5.0 Evaluation Version (рис. 13) собрать схему ФВЧ Чебышёва синтезированную в предварительном расчёте. 128 Рис. 13 4.2 Сборка схемы Соберем схему содержащую источник синусоидального напряжения, два резистора, необходимое количество реактивных элементов полученных в предварительном расчете и земли. 4.2.1 Ввод источника синусоидального напряжения Ввести источник синусоидального напряжения V1. Откройте меню Component\Analog Primitives\Waveform Sources и выберите синусоидальный источник Sine Source (рис. 14). 129 Рис. 14 Курсор примет форму графического изображения источника напряжения. Поместите его на рабочее окно так, как показано на рис. 15. Рис. 15 Зафиксируйте это положение, щелкнув левой клавишей мыши. Появиться окно Sine Source. Введите 1V в окне Value, в окне Show установите галочку, в окне F частоту 2F2=24 кГц (24k), в окне RS внутреннее сопротивление источника 0 Ом (0) (рис. 16). 130 Рис. 16 Убедитесь, что источник правильно работает. Щелкните мышкой на кнопке Plot. Появится окно Plot с зависимостью напряжения источника от времени (рис. 17). Рис. 17 Закройте это окно, щелкнув на кнопке Закрыть (рис. 17). Нажмите кнопку ОК (рис. 16). 131 4.2.2 Ввод земли Откройте меню Component\Analog Primitives\Connectors и выберите землю Ground (рис. 18). Рис. 18 Установите Землю снизу от источника V1 (рис. 19). Рис. 19 4.2.3 Ввод резисторов Ввести резистор внутреннего сопротивления источника, полученного в процессе синтеза фильтра R0 (R1) и резистор нагрузки RН=50 Ом (R2). Откроите меню Component\Analog Primitives\Passive Components и выберите команду резистор Resistor (рис. 20). 132 Рис. 20 Курсор примет форму резистора (прямоугольник с выводами). Поместите его на рабочее окно, возле источника и щелкните левой кнопкой мыши. Появиться окно Resistor (рис. 21). Рис. 21 В окне Value введите значение сопротивления R0, нажмите кнопку OK. В окне редактора появиться следующее изображение резистора с введённым номиналом. Для поворота резистора используйте кнопку Rotate (рис. 22). 133 Рис. 22 Аналогичным образом введите второй резистор нагрузки RH=R2=50 Ом (R2). 4.2.4 Ввод конденсаторов Откроите меню Component\Analog Primitives\Passive Components и выберите команду конденсатор Capacitor (рис. 23). Рис. 23 Курсор примет форму конденсатора (две параллельные линии с выводами). Поместите его на рабочее окно, возле первого резистора и щелкните левой кнопкой мыши. Появиться окно Capacitor (рис. 24). В окне Value введите значение первой ёмкости, полученной при синтезе ФВЧ в предварительном расчете, установите галочку у Show и нажмите кнопку OK. 134 Рис. 24 В окне редактора появиться следующее изображение (рис. 25). Рис. 25 Аналогичным образом введите второй конденсатор. 4.2.5 Ввод катушки индуктивности Откроите меню Component\Analog Primitives\Passive Components и выберите команду конденсатор Inductor (рис. 26). 135 Рис. 26 Курсор примет форму катушки. Поместите его на рабочее окно, возле первого конденсатора и щелкните левой кнопкой мыши. Появиться окно Inductor (рис. 27). В окне Value введите значение индуктивности, полученной при синтезе ФВЧ в предварительном расчете, установите галочку у Show и нажмите кнопку OK. Рис. 27 В окне редактора появиться следующее изображение (рис. 28). 136 Рис. 28 При необходимости аналогичным образом введите другие элементы схемы. 4.2.6 Ввод проводников Соедините все элементы проводниками. Для этого нажмите на кнопку ввода ортогональных проводников Wire Mode и, удерживая левую кнопку мыши, «прочертите» соединяя необходимые полюсы элементов (рис. 29). Рис. 29 В случае возникновения проблем загрузите с сайта поддержки (http://frisk.newmail.ru/) для ознакомления файл L22_1.CIR (File\Open…). учебного процесса 4.3 Исследование частотных характеристик ФВЧ Чебышёва 4.3.1 Построение зависимости выходного напряжения ФВЧ Чебышёва от частоты Убедитесь, что все элементы введены правильно. Построим требуемую зависимость, т.е. АЧХ фильтра |U2(f)| (V(R2)). Для этого в меню Analysis выберите команду запуска частотного анализа AC… (рис. 30). 137 Рис. 30 На экране появится окно АС Analysis Limits, в котором задайте параметры так, как показано на рис. 31. Установите линейный масштаб по оси «X». Рис. 31 Frequency Range «Linear», «24k,1» — диапазон частот (1 Гц…24 кГц). Number of Points «501» — число точек графика. Page — номер страницы «1», на которой будет построен график. P — номер окна «1», в котором будет построен график. X Expression «f» — аргументы функции (текущая частота). Y Expression «V(R2)» — модуль выходного напряжения. X Range «Auto» — интервал отображения аргумента по оси Х. Y Range «Auto» — интервал отображения функции по оси Y. Запустите построение, нажав кнопку Run. На экране появиться график. График с отмеченными характерными точками поместите в соответствующий раздел отчета. Укажите ПП, ПХ и ПЗ. Сделайте вывод о форме полученной кривой. 4.3.2 Построение частотной зависимости рабочего ослабления ФBЧ Чебышёва Построим требуемую частотную зависимость ap(F) 20*log(1/(2*MAG(V(R2))))+10*log(R(R2)/R(R1)). Для этого в меню Analysis выберите команду запуска частотного анализа AC… (рис. 30). На экране появится окно АС Analysis Limits, в котором задайте параметры так, как показано на рис. 32. Установите линейный масштаб по оси «X». 138 Рис. 32 Запустите построение, нажав кнопку Run. На экране появиться график. График с отмеченными характерными точками поместите в соответствующий раздел отчета. Укажите ПП, ПХ и ПЗ. Сделайте вывод о форме полученной кривой. 5 Обработка результатов машинного эксперимента Сравнить полученные графики с графиками, полученными в предварительном расчете. Сделать выводы по каждому машинному эксперименту. 6 Вопросы для самопроверки 1. Какой фильтр называется фильтром верхних частот? 2. Напишите формулу частотной зависимости рабочего затухания ФВЧ Чебышёва и перечислите основные свойства этой характеристики. 3. Что называют порядком фильтра Чебышёва, каким образом его рассчитывают? 4. В чем достоинство и недостатки фильтров Баттерворта и Чебышёва? 5. Каков алгоритм синтеза ФВЧ Чебышёва? 7 Содержание отчета Отчет оформляется в формате MS Word. Шрифт Times New Roman 14, полуторный интервал. Для защиты лабораторной работы отчет должен содержать следующий материал: титульный лист; цель работы; результаты машинного эксперимента; графики исследуемых зависимостей; выводы. К отчету должны быть приложены в напечатанном виде вопросы для самопроверки и ответы на них. 8 Литература 1. Фриск В.В. Основы теории цепей. –М.: РадиоСофт, 2002. — 288 с. 2. Бакалов В.П., Дмитриков В.Ф., Крук Б.И. Основы теории цепей. –М.: Радио и связь, 2003. — 592 с. 3. Попов П.А. Применение частотных преобразований в теории цепей. –М.: Энергоатомиздат, 1986. — 135 с. 139 Лабораторная работа № 23 Моделирование на ЭВМ переходных процессов в цепях второго порядка 1 Цель работы С помощью машинного эксперимента изучить переходные процессы в электрических цепях второго порядка. 2 Задание для самостоятельной подготовки Изучить основные положения теории по переходным процессам стр. 13-18 [1], стр.14-27 [2], стр. 158-165 [3], стр. 109-124 [5]; выполнить предварительный расчет; письменно ответить на вопросы для самопроверки. Познакомится с возможностями схемотехнического моделирования [4]. 3 Предварительный расчет Рассчитать классическим методом и построить соответствующие кривые зависимостей: uC(t), uL(t), i(t) для цепи, показанной на рис. 1. При U=1 В, С=18 нФ, L=25 мГн. 0<t<1 мс. Начальные условия считать нулевыми. Рис. 1 Вычислить характеристическое сопротивление этого контура L1 ρ= . C1 Рассчитать сопротивления резистора R1, • при котором в данной цепи будет наблюдаться колебательный процесс (R1<2ρ); • при котором в данной цепи будет наблюдаться апериодический процесс (R1>2ρ). • значения этих сопротивлений привести к номинальным сопротивлениям резисторов из ряда E6 Е6 1,0 1,5 2,2 3,3 140 4,7 6,8 Например, если получилось сопротивление равным 2,36 кОм, то номинальное сопротивление следует выбрать 2,2 кОм. Расчеты занесите в таблицу. Режим (ρ = Ом) R1, Ом Колебательный Апериодический 4 Порядок выполнения работы 4.1 Запуск программы схемотехнического моделирования Micro-Cap Включить ЭВМ и запустить программу Micro-Cap C:\MC9DEMO\mc9demo.exe или ПУСК\Все программы\Micro-Cap Evaluation 9\Micro-Cap Evaluation 9. В появившемся окне Micro-Cap (рис. 2) собрать схему для исследования колебательного контура (рис. 1). Рис. 2 4.2 Сборка схемы 4.2.1 Ввод батареи Откройте меню Component\Waveform Sources и выберите Battery (рис. 3). 141 Рис. 3 Курсор примет форму графического изображения батареи. Поместите его на рабочее окно, так как показано на рис.4. Рис. 4 Зафиксируйте это положение, щелкнув левой клавишей мыши. Появиться окно Battery. Введите значение (Value) один вольт 1V (рис. 5). 142 Рис. 5 Убедитесь, что батарея правильно работает. Щелкните мышкой на кнопке Plot. Появиться окно Plot с зависимостью напряжения батареи от времени (рис. 6). Рис. 6 Нажмите кнопку ОК (рис. 5). 143 4.2.2 Ввод конденсатора Откройте меню Component\Analog Primitives\Passive Components и выберите конденсатор Capacitor (рис. 7). Рис. 7 Введите значение емкости 18 нФ = 18 10-9 = 18e-9, где латинская «e» обозначает «10» (рис. 8). 144 Рис. 8 Нажмите кнопку ОК. 4.2.3 Ввод катушки индуктивности Откройте меню Component\Passive Components и выберите катушку Inductor (рис. 9). 145 Рис. 9 Введите значение (Value) индуктивности 25 мГн = 25 10-3 = 25e-3 (рис. 10). 146 Рис. 10 Нажмите кнопку ОК. 4.2.4 Ввод резистора Откройте меню Component\Passive Components и выберите резистор Resistor (рис. 11). 147 Рис. 11 Введите значение (Value) сопротивления в омах, полученное в предварительном расчете, например, 100 (рис. 12). 148 Рис. 12 Нажмите кнопку ОК. 4.2.5 Ввод ключа Откройте меню Component\Analog Primitives\Special Purpose и выберите ключ Switch (рис. 13). 149 Рис. 13 Введите параметры ключа, управляемого временем. При T>0 ключ должен замкнуться, поэтому в окне Switch значение (Value), в латинском регистре, впишите T,0 (рис. 14). 150 Рис. 14 Нажмите кнопку ОК. При необходимости, можно развернуть этот элемент. Для этого нажмите на клавишу выбора объектов для последующего редактирования Select Mode (рис. 15). Рис. 15 Выделите элемент «ключ», и удерживая левую кнопку мыши, щелкните правой несколько раз, пока этот элемент не примет нужную ориентацию (рис. 16). 151 Рис. 16 4.2.6 Ввод земли Откройте меню Component\Analog Primitives\Connectors и выберите землю Ground (рис. 17). Рис. 17 Установите землю у полюсов «+» и «-» ключа и возле батареи. При необходимости, можно поворачивать элементы с помощью клавиш поворота и отражения (рис.18). 152 Рис. 18 4.2.7 Ввод проводников Соедините все элементы проводниками. Для этого нажмите на кнопку ввода ортогональных проводников Wire Mode и, удерживая левую кнопку мыши, «прочертите» проводники соединяя один элемент с другим (рис. 19). Рис. 19 Замечание. Если два раза щелкнуть на надпись «SW1», то ее можно заменить на более привычное «К». 153 В случае возникновении проблем загрузите с сайта поддержки учебного процесса (http://frisk.newmail.ru/) файл L23_1.CIR (File\Open…) (рис. 20). Рис. 20 4.3 Анализ колебательного режима Убедитесь, что введено такое значение сопротивления резистора R1, полученное в предварительном расчете, при котором в исследуемой цепи возникнет колебательный процесс. Получите зависимости мгновенного напряжения на конденсаторе uC(t)=V(C1) и напряжения источника U=V(V1) от времени t. Для этого в меню Analysis выберите команду Transient… (рис. 21). Рис. 21 На экране появиться окно Transient Analysis Limits, в котором следует задать параметры построения требуемых графиков, так как показано на рис. 22. 154 Рис. 22 Time Range «1e-3,0» — интервал расчета переходного процесса Tmax[,Tmin]. Maximum Time Step «0.1e-5» максимальный шаг интегрирования. Page — номер страницы «1» на которой будет построен график. P — номер окна «1» в котором будет построен график. X Expression «t» — аргумент функции. Y Expression «V(C1)» и «V(V1)» — имена функций. X Range «1e-3,0» — интервал отображения аргумента по оси Х. Y Range «2,0» — интервал отображения функции по оси Y. Запустите построение, нажав кнопку Run. На экране появятся графики зависимости напряжения на конденсаторе uC(t)=V(C1) и постоянного напряжения батареи U=V(V1) (рис.23). Рис. 23 155 Замечание. Если кривые не появились, то на клавиатуре нажмите клавишу F9 и убедитесь, что все величины для построения графиков введены правильно. Нажмите кнопку Run. Если появилась только одна кривая V(V1), то перейдите к схеме, нажав клавишу F3, поверните конденсатор на 1800 и выполните анализ этой схемы еще раз. Из рис. 23 видно, как кривая uC(t) асимптотически приближается к напряжению источника равному 1 В. 4.4 Работа с графиком Отредактируйте полученные графики, используя кнопку Т (Text Mode). Добавьте названия, введите единицы измерения по осям и т.п. (рис. 24). Рис. 24 Для копирования этого изображения в отчет нажмите на клавиатуре одновременно клавиши <Alt + Print Screen>, откройте отчет (MS Word) и нажмите кнопку «Вставить». Продолжите моделирование. Построите кривые напряжения на катушке uL(t)=V(L1) и тока i(t)=I(R1). Для этого на клавиатуре нажмите клавишу F9. Появиться окно Transient Analysis Limits. В X Range и Y Range введите Auto и нажмите клавишу Run (рис. 25). 156 Рис. 25 4.5 Анализ апериодического режима Измените значение сопротивления R1 на такое (смотри предварительный расчет), чтобы в цепи возник апериодический процесс (рис. 26). Рис. 26 Для перехода к схеме используйте на клавиатуре клавишу F3. Постройте кривые зависимостей: uC(t)=V(C1), uL(t)=V(L1) и i(t)=I(R1). Скопируйте их в свой отчет. Сделайте вывод о характере кривой для каждого графика. 157 4.6 Анализ RLC-цепи при импульсном воздействии Удалите источник постоянного напряжение (батарею) и замените его импульсным источником Pulse source (рис. 27). Рис. 27 Зафиксируйте его местоположение, щелкнув левой клавишей мышкой. В появившемся окне Pulse Source введите значение (Value) равное 1 рис. 28 и введите параметры прямоугольных импульсов: VZERO=0 — минимальное значение, В; VONE=1 — максимальное значение, В; P1=0 — начало переднего фронта, с; P2=0 –начало плоской вершины импульса, с; P3=0.25e-3 — конец плоской вершины импульса, с; P4=0.25e-3 — момент достижения уровня VZERO, с; P5=0.5e-3 — период следования импульсов (рис. 27). 158 Рис. 28 Убедитесь, что импульсный источник правильно работает. Щелкните мышкой на кнопке Plot. Появиться окно Plot с зависимостью напряжения источника от времени (рис. 29). 159 Рис. 29 Закройте окно с графиком импульса. Нажмите кнопку OK. Выделите курсором ключ, его две земли и удалите их, нажав на клавиатуре клавишу Delete. Образовавшийся разрыв замените проводником. Получиться схема с импульсным источником напряжения (рис. 30). Рис. 30 160 При затруднениях загрузите файл L23_2.CIR. Постройте кривые напряжения на конденсаторе С1 при колебательном и апериодическом процессах в исследуемой цепи, вводя рассчитанные в предварительном расчете значения сопротивления резистора R1. Скопируйте полученные кривые в отчет. 5 Обработка результатов моделирования Рассчитать критическое сопротивление цепи для всех экспериментов. RКР=2ρ. Сравнить кривые напряжений с аналогичными кривыми, полученными теоретически. Сделать выводы. 6 Вопросы для самопроверки 1. Что называется переходным процессом? 2. Сформулируйте законы коммутации. 3. В чем состоит сущность классического метода анализа переходных процессов? 4. Каким уравнением описываются процессы в цепях второго порядка? 5. Какие условия называются начальными? 7 Содержание отчета Отчет оформляется в формате MS Word. Шрифт Times New Roman 14, 1,5 интервала. Для защиты лабораторной работы отчет должен содержать следующий материал: титульный лист; цель работы; результаты машинного эксперимента; графики исследуемых зависимостей; выводы. К отчету должны быть приложены в напечатанном виде вопросы для самопроверки и ответы на них. 8 Литература 1. Семенова Т.Н., Сивов В.А., Урядников Ю.Ф., Фриск В.В. Теория электрических цепей. Ч. II/ МТУСИ. — М., 2000. — 57 с. 2. Афанасьев В.П., Каблукова М.В. Сборник описаний лабораторных работ по курсу ТЭЦ. Ч. 1. МТУСИ. — М.: 1999. — 28 с. 3. Добротворский И.Н. ТЭЦ. Лабораторный практикум. — М.: Радио и связь, 1990. — 216 с. 4. Разевиг В.Д. Система схемотехнического моделирования Micro-Cap V. — М.: СОЛОН, 1997. — 280 с. 5. Фриск В.В. Основы теории цепей. — М.: РадиоСофт, 2002. — 288 с. 161 Лабораторная работа № 24 Исследование на ЭВМ спектров периодических негармонических сигналов 1 Цель работы С помощью машинного эксперимента изучить спектральный состав периодических негармонических сигналов. 2 Задание для самостоятельной подготовки Изучить основные положения теории по спектрам сигналов стр. 4-12 [1], стр.136-143 [2], стр.6-12 [3], стр.159-164 [5]; выполнить предварительный расчет; письменно ответить на вопросы для самопроверки. Познакомится с возможностями схемотехнического моделирования [4]. 3 Предварительный расчет 3.1 Построить кривую на отрезке времени 0 ≤ t ≤ 1мкс, мгновенное значение которой определяется выражением u (t ) = 2 + 5 ⋅ sin(2π ⋅ f 1 ⋅ t ) + 3 ⋅ sin(3 ⋅ 2π ⋅ f 1 ⋅ t ) В, (1) где f1 =1 М Гц. 3.2 Построить амплитудный дискретный спектр этого сигнала. 3.3 Нарисуйте в масштабе спектр однополупериодного сигнала (рис. 1). Рис. 1 Um =100 В, f=1/T = 100 Гц. 4 Порядок выполнения работы 4.1 Включить ЭВМ и запустить программу Micro-Cap. В появившемся окне вызвать источник напряжения NFV, задаваемый математической зависимостью (рис.2). 162 Рис. 2 Ввести в окне Value математическую зависимость (1) (рис. 3). 2+5.0*SIN(2*PI*1E6*t)+3.0*SIN(3*2*PI*1E6*t) 163 Рис. 3 Убедитесь, что источник правильно работает. Щелкните мышкой на кнопке Plot. Появиться окно Plot с зависимостью напряжения источника от времени. Закройте это окно. Нажмите кнопку ОК (рис. 3). Осциллограф и анализатор спектра просто дорисовываются (рис. 4) кнопкой «Graphics». Отрицательный полюс источника должен быть заземлен. Рис. 4 164 В случае возникновения проблем загрузите с сайта поддержки учебного процесса (http://frisk.newmail.ru/) для ознакомления файл L24_1.CIR (File\Open…). Построить зависимость мгновенного напряжения генератора NFV на отрезке времен 0≤t≤1 мкс и его дискретный амплитудный спектр. Для этого в меню Analysis выбрать команду Transient… . На экране появиться окно Transient Analysis Limits. В нем задать параметры построения этих графиков, так как показано на рис. 5. Рис. 5 Time Range интервал расчета переходного процесса Tmax[, Tmin]. Maximum Time Step максимальный шаг интегрирования. Page номер страницы в котором будет построен график. P номер окна в котором будет построен график. X Expression — аргумент функции. Y Expression — имя функции. X Range интервал отображения аргумента по оси Х. Y Range интервал отображения функции по оси Y. Запустить построение, нажав кнопку Run. На экране появиться зависимости u(t)=V(E1) и результаты расчета гармоник этого сигнала HARM(E1). Убедитесь, что входной сигнал имеет негармоническую форму, а в дискретном спектре отсутствует вторая гармоника. 4.2 Отредактируйте полученные графики используя кнопку Т (Text Mode). Добавьте названия, введите единицы измерения по осям и т.п.. Для помещения этих графиков в отчет нужно одновременно нажать на клавиатуре клавиши <Alt + Print Screen>, открыть отчет и нажать кнопку «Вставить». 4.3 Продолжить моделирование и построить кривую u(t)=V(Е1) и дискретный спектр HARM(Е1) если амплитуда третьей гармоники равна 1 В. Для перехода к схеме цепи используйте на клавиатуре клавишу F3. Для перехода к окну Transient Analysis Limits используйте на клавиатуре клавишу F9. Закончить моделирование. 4.4 Собрать простейшую выпрямительную схему состоящую из источника синусоидального напряжения Sine Source (Component\Analog Primitives\Waveform Sources) с амплитудой 100 В и частотой 100 Гц (рис. 6), полупроводникового диода и резистора 10 кОм и земли (рис. 7). 165 Рис. 6 Рис. 7 Выбор элементов можно осуществить с помощью основного меню (рис. 8). Рис. 8 При вводе диода задается значение DO (рис. 9). 166 Рис. 9 Нажмите кнопку ОК. Соединительные линии прочерчиваются ортогональными проводниками Wire Mode. 4.5 Щелкнуть на закладке Models находящейся в левом нижнем углу экрана и ввести следующие параметры полупроводникового диода и источника синусоидального напряжения (рис. 10). .MODEL V1 SIN (F=100 A=100) .MODEL D0 D (IS=10F), Рис. 10 где: IS=10F ток насыщения; F=100 Гц частота синусоидального сигнала; A=100 В — амплитуда синусоидального сигнала. При затруднениях загрузите файл L24_2.CIR. 4.6 Построить на первом графике зависимость мгновенного напряжений генератора V(V1). На втором графике построить зависимость мгновенного напряжения на резисторе V(R1) и на третьем графике его дискретный амплитудный спектр HARM(V(R1)). Для этого в меню Analysis выбрать команду Transient… (рис. 11). 167 Рис. 11 На экране появиться окно Transient Analysis Limits. В нем задать параметры построения этих графиков, так как показано на рис. 12. Рис. 12 Запустить построение, нажав кнопку Run. На экране появиться зависимости мгновенных напряжений на генераторе, резисторе и результаты расчета гармоник напряжения на резисторе. Убедитесь, что напряжение на генераторе синусоидальной формы, а напряжение на резисторе имеет однополупериодную форму. 5 Обработка результатов машинного эксперимента Сравнить кривые напряжений и спектры с аналогичными кривыми, и спектрами полученными в предварительном расчете. Сделать выводы. 168 1. 2. 3. 4. 6 Вопросы для самопроверки Что такое спектр напряжения? Почему анализируемые напряжения имеют дискретный спектр? Запишите ряд Фурье и назовите его составляющие. Что представляет собой равенство Парсеваля? 7 Содержание отчета Отчет оформляется в формате MS Word 2000. Шрифт Times New Roman 14, 1,5 интерва- ла. Для защиты лабораторной работы отчет должен содержать следующий материал: титульный лист; цель работы; результаты машинного эксперимента; графики исследуемых зависимостей; выводы. К отчету должны быть приложены в напечатанном виде вопросы для самопроверки и ответы на них. 8 Литература 1. Семенова Т.Н., Сивов В.А., Урядников Ю.Ф., Фриск В.В. Теория электрических цепей. Ч II.- М.: МТУСИ, 2000. — 57 с. 2. Добротворский И.Н. ТЭЦ. Лабораторный практикум. — М.: Радио и связь, 1990. — 216 с. 3. Каблукова М.В. Теория электрических цепей (часть 2). Конспект лекций. — М.: МТУСИ, 2000. — 84 с. 4. Разевиг В.Д. Система схемотехнического моделирования Micro-Cap V. –М.: СОЛОН, 1997. — 280 с. 5. Фриск В.В. Основы теории цепей. — М.: РадиоСофт, 2002. — 288 с. 169 Лабораторная работа № 25 Исследование делителя напряжения 1 Цель работы Исследовать характеристики делителя напряжения при различных нагрузках, научиться применять схемотехническое моделирование на ЭВМ для проверки результатов предварительного расчета. 2 Задание для самостоятельной подготовки При подготовки к выполнению данной лабораторной работы необходимо проделать следующее: • Изучить по [1] стр.97-100, [2] стр. 13-15, 27-55, 92-100, стр. 29-35 [3]. • Заготовить табл. 1. • Выполнить предварительный расчет, построить график. • Письменно ответить на вопросы. • Подготовить отчет о проделанной работе. 3 Предварительный расчет Рассчитать коэффициент передачи напряжения K=f(R2) делителя напряжения рис. 1, если сопротивление R1=500 Ом, а сопротивление R2 принимает значения от 0…5000 Ом. Шаг выберите сами. Результаты расчетов занести в табл. 1 и построить график K=f(R2). Рис. 1 Таблица 1 R2 , Ом K=R2/(R1+R2) 0 … 5000 170 4 Порядок выполнения работы 4.1 Запуск программы схемотехнического моделирования Micro-Cap Включить ЭВМ и запустить программу Micro-Cap C:\MC9DEMO\mc9demo.exe или ПУСК\Все программы\Micro-Cap Evaluation 9\Micro-Cap Evaluation 9. В появившемся окне Micro-Cap Evaluation Version (рис. 2) собрать схему для исследования резистивного делителя (рис. 1). Рис. 2 4.2 Сборка схемы резистивного делителя Соберем схему для исследования резистивного делителя (рис. 1) состоящую из источника напряжения, двух резисторов и земли. 4.2.1 Ввод источника синусоидального напряжения Ввести источник синусоидального напряжения V1. Откройте меню Component\Analog Primitives\Waveform Sources и выберите синусоидальный источник Sine Source (рис. 3). 171 Рис. 3 Курсор примет форму графического изображения источника напряжения. Поместите его на рабочее окно так, как показано на рис. 4. Рис. 4 Зафиксируйте это положение, щелкнув левой клавишей мыши. Появиться окно Sine Source. Введите 1V в окне Value, в окне F частоту 1, в окне А амплитуду 1 (рис. 5). 172 Рис. 5 Убедитесь, что источник правильно работает. Щелкните мышкой на кнопке Plot. Появиться окно Plot с зависимостью напряжения источника от времени (рис. 6). 173 Рис. 6 Закройте это окно, щелкнув на кнопке Закрыть (рис. 6). Нажмите кнопку ОК (рис. 5). 4.2.2 Ввод земли Откройте меню Component\Analog Primitives\Connectors и выберите землю Ground (рис. 7). 174 Рис. 7 Установите землю снизу от источника V1 (рис. 8). Рис. 8 4.2.3 Ввод резисторов Ввести резистор R1. Откроите меню Component\Analog Primitives\Passive Components и выберите команду резистор Resistor. В окне Value введите значение сопротивления 500 Ом (500), нажмите кнопку OK (рис. 9). 175 Рис. 9 Аналогичным образом введите параметры переменного резистора R2 В окне Value введите t, нажмите кнопку OK (рис. 10). 176 Рис. 10 В окне редактора появиться следующее изображение (рис. 12). Рис. 11 4.2.4 Ввод проводников Соедините все элементы проводниками. Для этого нажмите на кнопку ввода ортогональных проводников Wire Mode и, удерживая левую кнопку мыши, «прочертите» соединяя необходимые полюсы элементов (рис. 12). 177 Рис. 12 В случае возникновения проблем загрузите с сайта поддержки учебного процесса (http://frisk.newmail.ru/) для ознакомления файл L25_1.CIR (File\Open…) (рис. 13). Рис. 13 4.3 Исследование характеристик резистивного делителя 4.3.1 Построение коэффициента передачи по напряжению Убедитесь, что введены все элементы правильно. Запустить временной анализ Analysis\Transient и ввести необходимые данные для построения графика коэффициента передачи K=f(R2) (рис. 14). 178 Рис. 14 Нажать кнопку Run. Программа построит графика коэффициента передачи K от сопротивления R2 (рис. 15). Рис. 15 Исследовать коэффициент передачи при R1=200 Ом. Для чего нажать клавишу F3 и вернуться к схеме и изменить значение R1. Построить К=f(R2). Данный график занесите в соответствующий раздел отчета. Подключите параллельно R2 резистор R3=100 Ом. Построить К=f(R2). Данный график занесите в соответствующий раздел отчета. Убрать резистор R3, а резисторы R1 и R2 поменять местами. Построить К=f(R2). Данный график занесите в соответствующий раздел отчета. 179 5 Обработка результатов машинного эксперимента Сравнить полученные графики с графиками, полученными в предварительном расчете. Сделать выводы по каждому машинному эксперименту. 6 Вопросы для самопроверки 1. В чем сущность принципа деления напряжения? 2. Для каких целей используют делители напряжения? Приведите пример. 3. Докажите, что в схеме рис. 1 коэффициент передачи определяется из выражения K=R2/(R1+R2). 7 Содержание отчета Отчет оформляется в формате MS Word. Шрифт Times New Roman 14, полуторный интервал. Для защиты лабораторной работы отчет должен содержать следующий материал: титульный лист; цель работы; результаты машинного эксперимента; графики исследуемых зависимостей; выводы. К отчету должны быть приложены в напечатанном виде вопросы для самопроверки и ответы на них. 8 Литература 1. Лосев А.А. Теория линейных электрических цепей. — М: Высш. шк., 1987. — 512 с. 2. Разевиг В.Д. Система схемотехнического моделирования Micro-Cap V. — М.: Солон, 1997. — 280 с. 3. Фриск В.В. Основы теории цепей. — М.: РадиоСофт, 2002. — 288 с. 180 Лабораторная работа № 26 Моделирование на ЭВМ дифференцирующих цепей 1 Цель работы С помощью машинного эксперимента получить форму напряжения на выходе дифференцирующей цепи при различных формах напряжения на входе. 2 Задание для самостоятельной подготовки Изучить основные положения теории по дифференцирующим цепям стр. 263-266 [1], стр. 410-411 [2], стр. 165-176 [3], стр. 50-52 [5]; выполнить предварительный расчет; письменно ответить на вопросы для самопроверки. Познакомится с возможностями схемотехнического моделирования [4]. 3 Предварительный расчет 3.1 Нарисовать кривые напряжения на выходе дифференцирующей цепи, показанной на рис. 1, если входное напряжение имеет синусоидальную форму, прямоугольную и треугольную форму соответственно. Рис. 1 3.2 Показать, что при R << XC цепь изображенная на рис. 2 является дифференцирующей. Рассчитать постоянную времени этой цепи τ, если R=40 Ом, С=250 нФ. Рассчитать XC если f=2 кГц. Рис. 2 3.3 Рассчитайте комплексную передаточную функцию H для активной цепи показанной на рис. 3. 181 Рис. 3 4 Порядок выполнения работы 4.1 Запуск программы схемотехнического моделирования Micro-Cap Включить ЭВМ и запустить программу Micro-Cap C:\MC9DEMO\mc9demo.exe или ПУСК\Все программы\Micro-Cap Evaluation 9\Micro-Cap Evaluation 9. В появившемся окне Micro-Cap Evaluation Version (рис. 4) собрать исследуемую схему (рис. 2). Рис. 4 4.2 Сборка схемы пассивной дифференцирующей цепи Соберем схему пассивной дифференцирующей RC-цепи (рис. 2). 182 4.2.1 Ввод источника синусоидального напряжения Ввести источник синусоидального напряжения V1. Откройте меню Component\Analog Primitives\Waveform Sources и выберите синусоидальный источник Sine Source (рис. 5). Рис. 5 Курсор примет форму графического изображения источника. Поместите его на рабочее окно, так как показано на рис. 6. Рис. 6 183 Зафиксируйте это положение, щелкнув левой клавишей мыши. Появиться окно Sine Source. Введите 1V в окне Value, в окне F рабочую частоту источника 2 кГц (2e3), в окне A амплитуду 1 (рис. 7). Рис. 7 Убедитесь, что источник правильно работает. Щелкните мышкой на кнопке Plot. Появиться окно Plot с зависимостью напряжения источника от времени (рис. 8). 184 Рис. 8 Закройте это окно, щелкнув на кнопке Закрыть (рис. 8). Нажмите кнопку ОК (рис. 7). 4.2.2 Ввод земли Откройте меню Component\Analog Primitives\Connectors и выберите землю Ground (рис. 9). 185 Рис. 9 Установите землю снизу от источника V1 (рис. 10). Рис. 10 4.2.3 Ввод резистора Ввести резистор R1. Откроите меню Component\Analog Primitives\Passive Components и выберите команду резистор Resistor (рис. 11). 186 Рис. 11 Курсор примет форму резистора (прямоугольник с выводами). Поместите его на рабочее окно возле источника и щелкните левой кнопкой мыши. Появиться окно Resistor. В окне Value введите значение сопротивления 40 Ом (40), нажмите кнопку OK (рис. 12). 187 Рис. 12 В окне редактора появиться следующее изображение (рис. 13). Рис. 13 4.2.4 Ввод конденсатора Ввести конденсатор С1. Откроите меню Component\Analog Primitives\Passive Components и выберите команду конденсатор Capacitor (рис. 14). Рис. 14 Курсор примет форму конденсатора (две параллельные линии с выводами). Поместите его на рабочее окно возле источника и щелкните левой кнопкой мыши. Появиться окно Capacitor. В окне Value введите величину емкости С1=250 нФ = 250 10-9 = 250e-9, где латинская «e» обозначает «10» (рис.15). 188 Рис. 15 Нажмите кнопку ОК. При необходимости, можно развернуть этот элемент на 900. Для этого нажмите на клавишу выбора объектов для последующего редактирования Select Mode рис. 16. Рис. 16 Выделите элемент «конденсатор» и щелкните на кнопку Rotate поворота (рис. 17). 189 Рис. 17 В окне редактора появиться следующее изображение (рис. 18). Рис. 18 4.2.5 Ввод проводников Соедините все элементы проводниками. Для этого нажмите на кнопку ввода ортогональных проводников Wire Mode и, удерживая левую кнопку мыши, «прочертите» соединяя необходимые полюсы элементов (рис. 19). Рис. 19 В случае возникновении проблем загрузите с сайта поддержки учебного процесса (http://frisk.virtualave.net/) файл L26_1.CIR (File\Open…) (рис. 20). 190 Рис. 20 4.3 Анализ дифференцирующей цепи при синусоидальном воздействии Убедитесь, что введены все значения элементов правильно. Получите зависимости мгновенного напряжения на резисторе uR(t)=V(R1) и напряжения источника u(t)=V(V1) от времени t. Для этого в меню Analysis выберите команду Transient… (рис. 21). Рис. 21 На экране появиться окно Transient Analysis Limits, в котором следует задать параметры построения требуемых графиков, так как показано на рис. 22. 191 Рис. 22 Time Range «6.28E-3,0» — интервал расчета переходного процесса Tmax[, Tmin]. Maximum Time Step «1e-5» максимальный шаг интегрирования. P номер окна «1» в котором будет построен график. X Expression «t» — аргумент функции. Y Expression «V(V1)» и «V(R1)» — имена функций. X Range «6.28e-3,0» — интервал отображения аргумента по оси Х. Y Range «1,-1 и 0.15,-0.15» — интервалы отображения функции по оси Y. Запустите построение, нажав кнопку Run. На экране появиться графики зависимости напряжения на резисторе uR(t)=V(R1) и синусоидального напряжения источника u(t)=V(V1) (рис.23). Рис. 23 192 Замечание. Если кривые не появились, то на клавиатуре нажмите клавишу F9 и убедитесь, что все величины для построения графиков введены правильно. Нажмите кнопку Run. Если появилась только одна кривая V(V1), то перейдите к схеме, нажав клавишу F3, поверните резистор на 1800 и выполните анализ этой схемы еще раз. Из рис. 23 видно, как кривая uR(t) является производной по времени от входного сигнала. 4.4 Работа с графиком Отредактируйте полученные графики используя кнопку Т (Text Mode). Добавьте названия, введите единицы измерения по осям и т.п. Для копирования этого изображение в отчет нажмите на клавиатуре одновременно клавиши <Alt + Print Screen>, откройте отчет (Word) и нажмите кнопку «Вставить». 4.5 Анализ дифференцирующей цепи при прямоугольном воздействии Удалите источник синусоидального напряжения (Delete) и замените его импульсным источником Pulse Source. Откройте меню Component\Analog Primitives\Waveform Sources и выберите импульсный источник Pulse Source (рис. 24). Рис. 24 Зафиксируйте его местоположение щелкнув левой клавишей мышкой. В появившемся окне Pulse Source введите значение (Value) равное 1 и следующие параметры импульсного напряжения (рис. 25): 193 VZERO=0 — минимальное значение, В; VONE=1 — максимальное значение, В; Р1=0 — начало переднего фронта, с; Р2=0 –начало плоской вершины импульса, с;: Р3=0.25e-3 — конец плоской вершины импульса, с; Р4=0.25e-3 — момент достижения уровня VZERO, с; P5=0.5e-3 — период следования импульсов, с. Рис. 25 Убедитесь, что источник правильно работает. Щелкните мышкой на кнопке Plot. Появиться окно Plot с зависимостью напряжения источника от времени (рис. 26). 194 Рис. 26 Нажмите кнопку OK (рис. 25). Получиться схема с импульсным источником напряжения (рис. 27). Рис. 27 В случае возникновения проблем загрузите с сайта поддержки учебного процесса (http://frisk.newmail.ru/) для ознакомления файл L26_2.CIR (File\Open…). Постройте кривые напряжения на резисторе uR(t)=V(R1) и напряжения импульсного источника u(t)=V(V1) от времени t. Для этого в меню Analysis выберите команду Transient… . 195 На экране появиться окно Transient Analysis Limits, в котором следует задать параметры построения требуемых графиков, так как показано на рис. 28. Рис. 28 Запустите построение, нажав кнопку Run. На экране появиться графики зависимости напряжения на резисторе uR(t)=V(R1) и импульсного источника u(t)=v(V1) (рис.29). Рис. 29 Скопируйте полученные кривые в отчет. 196 4.6 Анализ активной дифференцирующей цепи при треугольной форме воздействия Соберите активную дифференцирующую цепь по схеме рис. 3. Задайте следующие параметры импульсного источника с треугольный формой напряжения (рис. 30): VZERO=0, VONE=1, P1=0, P2=0.25e-3, P3=0.25e-3, P4=0.5e-3, P5=0.5e-3. Рис. 30 Задайте сопротивление обратной связи R1=1 кОм (1000). Для нейтрализации влияния паразитной индуктивности добавьте сопротивление R2=40 Ом (40) (рис. 33). 4.6.1 Ввод операционного усилителя Откройте меню Component\Analog Library\Opamp\General\L-\LF147 и выберите операционный усилитель LF155 (рис. 31). 197 Рис. 31 Зафиксируйте его на рабочем столе, щелкнув левой клавишей мыши. В появившемся окне введите значение (Value) LT155 рис. 32. Рис. 32 Нажмите кнопку ОК. Подключите 12 В источники питания и земли, так как показано на рис. 33. 198 Рис. 33 В случае возникновения проблем загрузите с сайта поддержки учебного процесса (http://frisk.newmail.ru/) для ознакомления файл L26_3.CIR (File\Open…). Постройте кривые напряжения на выходе операционного усилителя uВЫХ(t) и напряжения импульсного источника u(t)=V(V1) от времени t. Замечание. Для выяснения номера полюса «Выход» нажмите на кнопку Node Numbers рис. 34. Рис. 34 Как видно из рис. 35 номер полюса 2. Следовательно uВЫХ(t)=V(2). 199 Рис. 35 Откройте меню Analysis, выберите команду Transient… и введите параметры для построения графиков (рис. 36). Рис. 36 Запустите построение, нажав кнопку Run. На экране появиться графики зависимости напряжения на выходе операционного усилителя V(2) и импульсного источника u(t)=V(V1). Скопируйте полученные кривые в отчет. 5 Обработка результатов машинного эксперимента Сравнить кривые напряжений с аналогичными кривыми, полученными теоретически. Сделать выводы. 200 • • • • 6 Вопросы для самопроверки Какие цепи являются дифференцирующими. Нарисуйте схему пассивной дифференцирующей RC-цепи. Нарисуйте схему активной дифференцирующей АRC-цепи. Как определить диапазон частот, в котором цепь является практически дифференцирующей? 7 Содержание отчета Отчет оформляется в формате MS Word. Шрифт Times New Roman 14, 1,5 интервала. Для защиты лабораторной работы отчет должен содержать следующий материал: титульный лист; цель работы; результаты машинного эксперимента; графики исследуемых зависимостей; выводы. К отчету должны быть приложены в напечатанном виде вопросы для самопроверки и ответы на них. 8 Литература 1. Белецкий А.Ф. Теория линейных электрических. — М: Радио и связь, 1986. — 544 с. 2. Попов В.П. Основы теории цепей. — М.: Высш. шк., 1985. –496 с. 3. Добротворский И.Н. ТЭЦ. Лабораторный практикум. –М.: Радио и связь, 1990. — 216 с. 4. Разевиг В.Д. Система схемотехнического моделирования Micro-Cap V. — М: СОЛОН, 1997. — 280 с. 5. Фриск В.В. Основы теории цепей. — М.: РадиоСофт, 2002. — 288 с. 201 Лабораторная работа № 27 Моделирование на ЭВМ интегрирующих цепей 1 Цель работы С помощью машинного эксперимента получить форму напряжения на выходе интегрирующей цепи при различных формах напряжения на входе. 2 Задание для самостоятельной подготовки Изучить основные положения теории по интегрирующих цепей стр. 263-266 [1], стр. 410411 [2], стр. 407-409 [3], стр. 45-46, 207-209 [4], стр. 50-52 [6]; выполнить предварительный расчет; письменно ответить на вопросы для самопроверки. Познакомится с возможностями схемотехнического моделирования [5]. 3 Предварительный расчет 3.1 Нарисовать кривые напряжения на выходе интегрирующей цепи, показанной на рис. 1, если входное напряжение имеет синусоидальную форму, прямоугольную и треугольную форму соответственно. Рис. 1 3.2 Показать, что при R >> XC цепь изображенная на рис. 2 является интегрирующей. 3.3 Рассчитать частоту входного сигнала f, реактивное сопротивление конденсатора Xc (рис. 2), если период входного напряжения Т=500 мкс, С=250 нФ. 3.4 Рассчитать значение сопротивления R в цепи рис. 2, начиная с которого данная цепь является интегрирующей. Рис. 2 3.5 Рассчитайте комплексную передаточную функцию H для активной цепи показанной на рис. 3. 202 Рис. 3 4 Порядок выполнения работы 4.1 Запуск программы схемотехнического моделирования Micro-Cap Включить ЭВМ и запустить программу Micro-Cap C:\MC9DEMO\mc9demo.exe или ПУСК\Все программы\Micro-Cap Evaluation 9\Micro-Cap Evaluation 9. В появившемся окне Micro-Cap Evaluation Version (рис. 4) собрать исследуемую схему (рис. 2). Рис. 4 4.2 Сборка схемы пассивной интегрирующей цепи Соберем схему пассивной интегрирующей RC-цепи (рис. 2). 203 4.2.1 Ввод источника синусоидального напряжения Ввести источник синусоидального напряжения V1. Откройте меню Component\Analog Primitives\Waveform Sources и выберите синусоидальный источник Sine Source (рис. 5). Рис. 5 Курсор примет форму графического изображения батареи. Поместите его на рабочее окно, так как показано на рис. 6. Рис. 6 204 Зафиксируйте это положение, щелкнув левой клавишей мыши. Появиться окно Sine Source. Введите 1V в окне Value, в окне F рабочую частоту источника 2 кГц (2e3), в окне A амплитуду 1 (рис. 7). Рис. 7 Убедитесь, что источник правильно работает. Щелкните мышкой на кнопке Plot. Появиться окно Plot с зависимостью напряжения источника от времени (рис. 8). 205 Рис. 8 Закройте это окно, щелкнув на кнопке Закрыть (рис. 8). Нажмите кнопку ОК (рис. 7). 4.2.2 Ввод земли Откройте меню Component\Analog Primitives\Connectors и выберите землю Ground (рис. 9). 206 Рис. 9 Установите землю снизу от источника V1 (рис. 10). Рис. 10 4.2.3 Ввод резистора Ввести резистор R1. Откроите меню Component\Analog Primitives\Passive Components и выберите команду резистор Resistor (рис. 11). 207 Рис. 11 Курсор примет форму резистора (прямоугольник с выводами). Поместите его на рабочее окно возле источника и щелкните левой кнопкой мыши. Появиться окно Resistor. В окне Value введите значение сопротивления R1=5120 Ом (5120), нажмите кнопку OK (рис. 12). Рис. 12 В окне редактора появиться следующее изображение (рис. 13). Рис. 13 208 4.2.4 Ввод конденсатора Ввести конденсатор С1. Откроите меню Component\Analog Primitives\Passive Components и выберите команду конденсатор Capacitor (рис. 14). Рис. 14 Курсор примет форму конденсатора (две параллельные линии с выводами). Поместите его на рабочее окно возле источника и щелкните левой кнопкой мыши. Появиться окно Capacitor. В окне Value введите величину емкости С1=250 нФ = 250 10-9 = 250e-9, где латинская «e» обозначает «10» (рис.15). Рис. 15 209 Нажмите кнопку ОК. При необходимости, можно развернуть этот элемент на 900. Для этого нажмите на клавишу выбора объектов для последующего редактирования Select Mode (рис. 16). Рис. 16 Выделите элемент «конденсатор» и щелкните на кнопку Rotate поворота (рис. 17). Рис. 17 В окне редактора появиться следующее изображение (рис. 18). Рис. 18 4.2.5 Ввод проводников Соедините все элементы проводниками. Для этого нажмите на кнопку ввода ортогональных проводников Wire Mode и, удерживая левую кнопку мыши, «прочертите» соединяя необходимые полюсы элементов (рис. 19). 210 Рис. 19 В случае возникновении проблем загрузите с сайта поддержки учебного процесса (http://frisk.virtualave.net/) файл L27_1.CIR (File\Open…) (рис. 20). Рис. 20 4.3 Анализ интегрирующей цепи при синусоидальном воздействии Убедитесь, что введены все значения элементов правильно. Получите зависимости мгновенного напряжения на резисторе uС(t)=V(С1) и напряжения источника u(t)=V(V1) от времени t. Для этого в меню Analysis выберите команду Transient… (рис. 21). 211 Рис. 21 На экране появиться окно Transient Analysis Limits, в котором следует задать параметры построения требуемых графиков, так как показано на рис. 22. Рис. 22 Time Range «6.28E-3,0» — интервал расчета переходного процесса Tmax[, Tmin]. Maximum Time Step «1e-5» максимальный шаг интегрирования. P номер окна «1» в котором будет построен график. X Expression «t» — аргумент функции. Y Expression «V(V1)» и «V(С1)» — имена функций. X Range «6.28e-3,0» — интервал отображения аргумента по оси Х. Y Range «1,-1 и 0.15,-0.15» — интервалы отображения функции по оси Y. Запустите построение, нажав кнопку Run. На экране появиться графики зависимости напряжения на резисторе uС(t)=V(С1) и синусоидального напряжения источника u(t)=V(V1) рис.23. 212 Рис. 23 Замечание. Если кривые не появились, то на клавиатуре нажмите клавишу F9 и убедитесь, что все величины для построения графиков введены правильно. Нажмите кнопку Run. Если появилась только одна кривая V(V1), то перейдите к схеме, нажав клавишу F3, поверните конденсатор на 1800 и выполните анализ этой схемы еще раз. Из рис. 23 видно, как кривая uС(t) является интегралом от входного сигнала. 4.4 Работа с графиком Отредактируйте полученные графики используя кнопку Т (Text Mode). Добавьте названия, введите единицы измерения по осям и т.п. Для копирования этого изображение в отчет нажмите на клавиатуре одновременно клавиши <Alt + Print Screen>, откройте отчет (Word) и нажмите кнопку «Вставить». 4.5 Анализ интегрирующей цепи при прямоугольном воздействии Удалите источник синусоидального напряжения (Delete) и замените его импульсным источником Pulse Source. Откройте меню Component\Analog Primitives\Waveform Sources и выберите импульсный источник Pulse Source (рис. 24). 213 Рис. 24 Зафиксируйте его местоположение, щелкнув левой клавишей мышкой. В появившемся окне Pulse Source введите значение (Value) равное 1 и следующие параметры импульсного напряжения (рис. 25): VZERO=-1 — минимальное значение, В; VONE=1 — максимальное значение, В; Р1=0 — начало переднего фронта, с; Р2=0 –начало плоской вершины импульса, с;: Р3=0.25e-3 — конец плоской вершины импульса, с; Р4=0.25e-3 — момент достижения уровня VZERO, с; P5=0.5e-3 — период следования импульсов, с. 214 Рис. 25 Убедитесь, что источник правильно работает. Щелкните мышкой на кнопке Plot. Появиться окно Plot с зависимостью напряжения источника от времени (рис. 26). 215 Рис. 26 Получиться схема с импульсным источником напряжения (рис. 27). Рис. 27 216 В случае возникновения проблем загрузите с сайта поддержки учебного процесса (http://frisk.newmail.ru/) для ознакомления файл L27_2.CIR (File\Open…). Постройте кривые напряжения на резисторе uс(t)=V(С1) и напряжения импульсного источника u(t)=V(V1) от времени t. Для этого в меню Analysis выберите команду Transient… . На экране появиться окно Transient Analysis Limits, в котором следует задать параметры построения требуемых графиков, так как показано на рис. 28. Рис. 28 Запустите построение, нажав кнопку Run. На экране появиться графики зависимости напряжения на резисторе uСt)=V(С1) и импульсного источника u(t)=V(V1) (рис.29). 217 Рис. 29 Скопируйте полученные кривые в отчет. 4.6 Анализ активной интегрирующей цепи при треугольной форме воздействия Соберите активную дифференцирующую цепь по схеме рис. 3. Задайте следующие параметры импульсного источника с треугольный формой напряжения (рис. 30): VZERO=-1, VONE=1, P1=0.25e-3, P2=0, P3=0.25e-3, P4=0.5e-3, P5=0.5e-3. 218 Рис. 30 Задайте сопротивление резистора R1=10 МОм (10e6) и емкость конденсатора С1=10 нФ (10e-9) (рис. 33). 4.6.1 Ввод операционного усилителя Откройте меню Component\Analog Library\Opamp\General\L-\LF147 и выберите операционный усилитель LF155 (рис. 31). 219 Рис. 31 Зафиксируйте его на рабочем столе, щелкнув левой клавишей мыши. В появившемся окне введите значение (Value) LT155 рис. 32. Рис. 32 Нажмите кнопку ОК. Подключите 12 В источники питания и земли, так как показано на рис. 33. 220 Рис. 33 В случае возникновения проблем загрузите с сайта поддержки учебного процесса (http://frisk.newmail.ru/) для ознакомления файл L27_3.CIR (File\Open…). Постройте кривые напряжения на выходе операционного усилителя uВЫХ(t) и напряжения импульсного источника u(t)=V(V1) от времени t. Замечание. Для выяснения номера полюса «Выход» нажмите на кнопку Node Numbers рис. 34. Рис. 34 Как видно из рис. 35 номер полюса 3. Следовательно uВЫХ(t)=V(3). 221 Рис. 35 Откройте меню Analysis, выберите команду Transient… и введите параметры для построения графиков (рис. 36). Рис. 36 Запустите построение, нажав кнопку Run. На экране появиться графики зависимости напряжения на выходе операционного усилителя V(3) и импульсного источника u(t)=V(V1). Скопируйте полученные кривые в отчет. 5 Обработка результатов машинного эксперимента Сравнить кривые напряжений с аналогичными кривыми, полученными теоретически. Сделать выводы. 222 • • • • 6 Вопросы для самопроверки Какие цепи являются интегрирующими. Нарисуйте схему пассивной интегрирующей RC-цепи. Нарисуйте схему активной интегрирующей АRC-цепи. Как определить диапазон частот, в котором цепь является практически интегрирующей? 7 Содержание отчета Отчет оформляется в формате MS Word. Шрифт Times New Roman 14, 1,5 интервала. Для защиты лабораторной работы отчет должен содержать следующий материал: титульный лист; цель работы; результаты машинного эксперимента; графики исследуемых зависимостей; выводы. К отчету должны быть приложены в напечатанном виде вопросы для самопроверки и ответы на них. 8 Литература 1. Белецкий А.Ф. Теория линейных электрических — М.: Радио и связь, 1986. — 544 с. 2. Попов В.П. Основы теории цепей — М.: Высш. шк., 1985. — 496 с. 3. Добротворский И.Н. ТЭЦ. Лабораторный практикум. — М.: Радио и связь, 1990. — 216 с. 4. Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники. Т.1. — М.: Мир, 1984. — 598 с. 5. Разевиг В.Д. Система схемотехнического моделирования Micro-Cap V. — М.: СОЛОН, 1997. — 280 с. 6 .Фриск В.В. Основы теории цепей. — М.: РадиоСофт, 2002. — 288 с. 223 Лабораторная работа № 28 Аттрактор Лоренца 1 Цель работы С помощью программы Micro-Cap исследовать характеристики динамической системы описываемой системой Лоренца. 2 Задание для самостоятельной подготовки Изучить основные положения теории стохастических автоколебаний, которые поддерживаются в динамической системе за счет внешнего источника. С помощью поисковых систем в Интернете (http://www.yandex.ru/, http://www.rambler.ru/ и др.) составить реферат об аттракторе Лоренц а. Полученные ссылки поместить в раздел «Литература». 3 Предварительный расчет 3.1 Получить численные решения системы Лоренца (1) в виде графиков. ⎧ dx ⎪ dt = Sigma* ( y − x ) ⎪ ⎪ dy ⎨ = ( Rho − z ) * x − y , (1) ⎪ dt ⎪ dz ⎪ dt = x* y − Beta* z ⎩ где параметры Sigma, Rho и Beta принимают следующие значения (числаПрандтля): Sigma=10, Rho=28 и Beta=8/3. 3.2 Повторите предыдущий расчет для следующих значениях параметров (числа Рэлея): Sigma=28, Rho=46,92 и Beta=4. 4 Порядок выполнения работы Аттра́ктор (англ. attract — притягивать) — множество точек в фазовом пространстве динамической системы, к которым стремятся траектории системы. В фазовом пространстве (рис. 1) аттактор Лоренца состоит из клубка траекторий, в которых выделяют две области. В определенный момент времени решение непредсказуемо перескакивает из одной области в другую. Можно считать, что аттрактор Лоренца является стохастическими автоколебаниями, которые поддерживаются в динамической системе за счет внешнего источника. 224 Рис. 1 4.1 Запуск программы схемотехнического моделирования Micro-Cap Включить ЭВМ и запустить программу Micro-Cap C:\MC9DEMO\mc9demo.exe или ПУСК\Все программы\Micro-Cap Evaluation 9\Micro-Cap Evaluation 9. В появившемся окне Micro-Cap 9.0.7.0 Evaluation Version (рис. 2) собрать схему для решения системы дифференциальных уравнений системы Лоренца. Рис. 2 225 4.2 Сборка системы Соберете систему Лоренца так, как показано на рис. 3. Рис. 3 В случае возникновения проблем загрузите для ознакомления с сайта поддержки учебного процесса (http://frisk.newmail.ru/) файл L28.CIR или файл Lorenz Attractor.cir c сайта http://www.spectrum-soft.com/down/spring2007.zip. 4.3 Построение аттрактора Лоренца Для этого в меню Analysis выберите команду Transient…. На экране появиться окно Transient Analysis Limits, в котором следует задать параметры построения графиков, так как показано на рис. 4. 226 Рис. 4 Запустите построение, нажав кнопку Run. На экране появиться график фазового портрета аттрактора Лоренца (рис. 5). Рис. 5 Просмотрите проекции на других плоскостях «XY», «YZ» и «Vars». Сделайте выводы. 227 5 Обработка результатов машинного эксперимента Сравнить полученные графики с графиками, полученными в предварительном расчете. Сделать выводы по каждому машинному эксперименту. 6 Вопросы для самопроверки 1. Что называется аттрактором Лоренца? 2. Почему аттрактор Лоренца называют странным? 3. Поясните поведение странного аттрактора в фазовом пространстве. 7 Содержание отчета Отчет оформляется в формате MS Word. Шрифт Times New Roman 14, полуторный интервал. Для защиты лабораторной работы отчет должен содержать следующий материал: титульный лист; цель работы; результаты машинного эксперимента; графики исследуемых зависимостей; выводы. К отчету должны быть приложены в напечатанном виде вопросы для самопроверки и ответы на них. 8 Литература 1. Simulating the Lorenz Attractor. Spectrum Newsletters. Spring 2007. p.10-11 (http://www.spectrum-soft.com/news.shtm). 228 Глава вторая ОПИСАНИЕ ЛАБОРАТОРНЫХ РАБОТ ПО СТУ И РПрУ РАЗДЕЛ 1 Описание лабораторных работ по СТУ В разделе 1 изучаются узлы, включенные на выходе демодулятора аналоговых и цифровых сигналов. Основное внимание уделено исследованию свойств узлов, реализованных с применением операционных усилителей (ОУ) или фрагментов интегральных микросхем (ИМС), обеспечивающих функции усиления и фильтрации сигналов и малым входным уровнем мощности, а так же бестрансформаторных усилителей мощности, выполненных по дискретной технологии. Выполнен подробный анализ свойств диффренциального каскада (ДК), являющегося обязательной частью ОУ и входными каскадами ИМС, выполняющих несколько функций одновременно. Исследование свойств ДК проводилось при различных вариантах построения цепи отрицательной обратной связи (ООС) и различной температуры внешней среды. Исследованы свойства двухкаскадного усилителя с использованием прототипа ИМС К118УН1В при различных способах организации частотно-зависимой и частотнонезависимой ООС. Большое внимание уделено изучению свойств логарифмических усилителей на ОУ, широко применяемых в цифровых системах подвижной связи, и влиянию на их показатели внешних условий. Всесторонне исследованы свойства регулятора тембра (эквалайзера) на основе ОУ, получены характеристики частотного регулирования. Усилитель мощности на комплементарной паре биполярных транзисторов (БТ), работающих в режиме В (АВ), исследован в частотной и временной областях для различных температурных режимов и способах температурной стабилизации режимов транзисторов по постоянному току. Практически все лабораторные работы включают несколько вариантов построения исследуемой схемы, что позволяет в группе студентов исследовать одновременно ряд идентичных по назначению устройств, т.е. разнообразить задания на моделирование или проводить сравнительный анализ показателей близких по реализации схем. Лабораторная работа № 2 ИССЛЕДОВАНИЕ СВОЙСТВ ДИФФРЕНЦИАЛЬНОГО УСИЛИТЕЛЯ НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ 1 Цель работы Изучение принципов построения диффренциальных усилителей на биполярных транзисторах, используемых как самостоятельный узел и в составе микросхем; машинное моделирование дифференциального усилителя, использующего резистор в цепи эмиттерной связи или генератор стабильного тока, для улучшения его технических показателей. 2 Задание 2.1 Расчетная часть Используя сведения о параметрах транзистора КТ3102А, приведенные в справочнике и в приложении к лабораторной работе, и, выбранном режиме по постоянному току (рис.2.2), рассчитать • величину входного сопротивления для синфазного входного сигнала; • коэффициент усиления синфазного сигнала в усилителе с несимметричным выходом; • коэффициент усиления противофазного сигнала в усилителе с симметричным выходом. 2.2 Экспериментальная часть 2.2.1.Оценить параметры режима работы транзисторов в исходной рабочей точке для схемы дифференциального каскада на эмиттерно-связанных транзисторах. 2.2.2.Рассчитать АЧХ дифференциального усилителя (ДУ) с симметричным входом на эмиттерно-связанных транзисторах для синфазного входного сигнала. Оценить подавление синфазного сигнала. Исследовать влияние разброса параметров транзисторов на свойства ДУ. 2.2.3.Рассчитать АЧХ ДУ на эмиттерно-связанных транзисторах для противофазного входного сигнала. 2.2.4.Рассчитать проходную характеристику ДУ. 2.2.5.Исследовать влияние резистора эмиттерной связи на показатели ДУ. 2.2.6.Рассчитать АЧХ дифференциального усилителя с генератором стабильного тока в эмиттерной цепи. Оценить влияние разброса параметров транзисторов на свойства ДУ. 2.2.7.Рассчитать АЧХ дифференциального каскада с “токовым зеркалом” в эмиттерной цепи. Оценить влияние разброса параметров транзисторов на свойства ДУ. Исследовать влияние изменения температуры внешней среды на свойства ДУ. 3 Описание принципиальных схем исследуемых дифференциальных усилителей Исследование свойств ДУ проводится с использованием трех принципиальных схем, начиная от простейшей, классической схемы усилителя с двумя источниками питания и 230 сопротивлением связи в цепи эмиттера (рис.2.1). Такая схема широко применяется в устройствах, реализованных по дискретной и интегральной технологии. Основой ДУ является эмиттерно-связанная пара идентичных транзисторов (VT1, VT2). Резисторы R1 и R2 и выходные цепи транзисторов VT1 и VT2 составляют плечи моста, диагоналями которого являются точки 3 – 4 и точки А и Э. При одинаковых значениях компонентов R1, R2 и идентичности транзисторов, параметры которых изменяются одинаково при изменении температуры, старении, изменении напряжения питания, синфазном входном воздействии в точках 1 и 2 (Uвх1 = U вх2) напряжение между точками 3 – 4 U34 = Uкэ1 – Uкэ2 = 0, равно нулю. Рис.2.1 Любое синфазное воздействие на входах ДУ, вне зависимости от его природы, создает равные приращения коллекторных токов ΔIк1 = ΔIк2 (ΔIэ1 = ΔIэ2), а значит, коллекторные напряжения одинаково уменьшаются и выходное напряжение остается равным нулю. Простейшей практической схемой ДУ, реализующая указанное свойство, является схема, приведенная на рис.2.2. Рис.2.2 В схеме используются два источника питания V5 и V8 с напряжением 9 В (Е1, Е2 рис.2.1). Резисторы R8 и R11 служат для снятия усиленного напряжения, а резисторы R9 и R12 обеспечивают необходимое смещение во входной цепи каждого из транзисторов (Q4, Q5) обоих каскадов. Резистор R13 определяет значение суммарного тока эмиттера 231 обоих транзисторов и задает положение исходной рабочей точки на семействах выходных характеристик каждого из транзисторов. Падение напряжения на резисторе R13, создаваемое суммарным током Iэ0 = Iэ01 + Iэ02 , определяет глубину отрицательной последовательной ОС по току, изменяющей входное сопротивление и коэффициент усиления каждого каскада. Основным токозадающим источником (определяющим величину тока коллектора Iк01 ( Iк02) в исходной рабочей точке каждого транзистора Q4, (Q5)) является источник ЭДС V8 , а также резисторы R13 и R9, R12, а напряжения — U кэ01 и U кэ02 — резисторы R8 и R11. Дальнейшим развитием схемы ДУ, является схема с генератором стабильного тока (ГСТ на транзисторе Q2) в эмиттерной цепи транзисторов Q4, Q5 (рис.2.3). Рис.2.3 Генератор стабильного тока (ГСТ) является каскадом, режим работы транзистора Q2 которого, стабилизирован с помощью делителя напряжения, состоящего из резистора R3 и резистора R4 вместе со стабилитроном D1. Диод в нижнем плече делителя выполняет функцию термокомпенсирующего элемента. С ростом температуры разность потенциалов на диоде уменьшается, точно как разность потенциалов между базой и эмиттером, что обеспечивает постоянное значения тока эмиттера в широком диапазоне температур. Подключение на входы ДУ синфазных сигналов (V3, V4) не изменяет величину каждого из коллекторных токов, а значит при симметричном выходе (напряжение между коллекторами транзисторов) отсутствует – нет усиленного сигнала. Выходной сигнал появляется лишь тогда, когда напряжения на входах Q1 и Q3 различны, а значит, различны и коллекторные токи. При противофазном возбуждении входные сигналы изменяются одновременно и одинаково, но с противоположным знаком, что приводит к нарушению баланса моста. В результате, между коллекторами появляется разность потенциалов, на нагрузке – напряжение. Эмиттерные токи транзисторов Q1 и Q3, как и коллекторные токи, при действии усиливаемого сигнала равны и противоположны по знакам, что не создает напряжения ООС на выходном динамическом сопротивлении ГСТ (аналог R13, рис.2.2) и не уменьшает коэффициент усиления ДУ. Разновидностью схемы ДУ (рис.2.3, D1), использующего диод для параметрической стабилизации является схема широко применяемая при реализации ДУ в составе интегральных микросхем, когда вместо диода включается транзистор в диодном включении (рис.2.4) 232 Рис.2.4 Транзистор Q7 с закороченным коллекторно-базовым переходом выполняет функцию диода, обеспечивая стабильную величину тока эмиттера (коллектора) транзистора Q5 как и в предыдущей схеме (рис.2.3). 4 Методические указания по выполнению работы 4.1 Расчетная часть Для расчета величин, указанных в задании необходимо воспользоваться справочными данными, для транзистора КТ3102А [1] для режима транзистора в исходной рабочей точке: Iк01 = Iк02 = 1 мА, U кэ01= U кэ02 = 4,7 В и компонентов схемы, приведенных на рис.2.2. 4.2 Машинное моделирование Ввод принципиальной схемы исследуемого ДУ Перед выполнении п.2.2.1. следует загрузить систему схемотехнического проектирования МС9 и вызвать в главное окно принципиальные схемы усилителя (рис.2.2, 2.3) с общим сопротивлением или ГСТ в цепи эмиттера, находящиеся в файле VDifAm.CIR. Для этого необходимо выбрать режим FILE основного меню (рис.2.5), в выпадающем окне выбрать файл C:\MC9DEMO\data\VDifAm2.1.CIR, вызвав его в основное окно редактора. 233 Рис.2.5 В окне схем указаны основные команды и вспомогательные пиктограммы, позволяющие “ собирать” принципиальные или эквивалентные схемы устройств, для последующего анализа по постоянному току, во временной или частотной области и др. Возможности системы схемотехнического моделирования МС9, реализованные в МС8, и, подробно описанные в [1], расширены, дополнены примерами анализа аналоговых и цифровых схем и в некоторых случаях применена другая форма представления моделей компонентов. Например, библиотека диодов, транзисторов, ОУ в отличие от МС8 теперь сформирована в текстовом файле (рис.2.5.1) в папке (рис.2.52). После загрузки файла C:\MC9DEMO\data\VDifAm2.1.CIR в центральном окне редактора должны появиться (рис.2.6) принципиальные схемы ДУ, приведенные на рис. 2.2, 2.3. Рис.2.6 Следует убедиться в соответствии параметров компонентов вызванной схемы и, приведенных в описании. 234 Если полученные методические материалы не содержат дискету с файлом принципиальной схемы усилителя, то ее следует ввести самостоятельно, выбрав режим FILE в меню главного окна (рис.2.5), которое представлено командами: File, Edit, Components, Windows, Options, Analysis , Help. Меню File служит для загрузки, создания и сохранения файлов схем, библиотек математических моделей компонентов схем и для вывода схем на принтер. При этом программа автоматически присваивает окну схем некоторый текущий номер (например, circuit2.CIR). Меню Edit служит для создания электрических схем, их редактирования, а также редактирования символов компонентов схем. Команда Components главного меню используется для добавления в создаваемую или редактируемую схему компонентов, в дополнение к содержащимся в каталоге МС9 (каталог содержит более 100 аналоговых и цифровых компонентов). Каталог команды Components можно редактировать, создавая новые разделы иерархии и вводить в них новые компоненты (например, транзисторы отечественного производства). Меню команды Windows позволяет манипулировать открытыми окнами, обеспечивая доступ к редакторам МС9 и калькулятору. Меню Options используется для настройки параметров программы. Меню Analysis предлагает виды анализа введенной принципиальной схемы. Меню Help позволяет обратиться к встроенному файлу помощи и оценить, на предлагаемых примерах, возможности программы. Создание принципиальной схемы ДУ Ввод резисторов Создание принципиальной схемы начинается с выбора курсором компонента принципиальной схемы на строке основных компонентов (рис.2.5) и нажатием левой кнопки мыши, например, резистора: (рис.2.5.3). Перемещение компонента на экране производится при нажатой левой кнопке, а при необходимости изменить положение компонента, щелкают правой кнопкой при нажатой левой кнопке. При отпускании левой кнопки местоположение компонента фиксируется и в окне (рис.2.5.4) ниспадающего меню (рис.2.7) появляется название компонента и предложение (рис.2.5.5)присвоить ему позиционное обозначение (например, R15) с возможностью указывать его на принципиальной схеме. PART — предлагаемое позиционное обозначение может быть изменено на любое другое при активизации указанной строки левой кнопкой мыши. 235 Рис.2.7 RESISTANCE — величина компонента или его величина и температурный коэффициент (ТС) изменения сопротивления в модели резистора при изменении температуры. Присвоенное компоненту название, позиционное обозначение и др. и величина будут изображаться в главном окне при вводе принципиальной схемы, если соответствующий параметр будет помечен галочкой SHOW в рамке Name или Value , соответственно. При вводе значения параметров допускается использование масштабных коэффициентов: Значение Префикс Степ.форма 6 10 MEG 10E+6 3 10 K 10E+3 -3 10 M 10E-3 -6 10 U 10E-6 -9 10 N 10E-9 -12 10 P 10E-12 -15 10 F 10E-15 Масштабный коэффициент может содержать и другие дополнительные символы, которые программа игнорирует. То есть величина емкости в 5 пФ может быть введена: 5 PF или 5 Р или 5Е-12. Дробные значения, например сопротивления 4,3 кОм, задаются как 4.3к. В ниспадающем меню (рис.2.5.6) (рис.2.7) так же можно FREQ – вводить информацию о законе изменения сопротивления при изменении частоты (FREQ, используется при анализе только в частотной области). MODEL — ввести дополнительное нестандартное обозначение компонента (например, RMODEL), COST – коэффициент, отражающий стоимость резистора из общей стоимости узла (схемы, устройства). POWER — указать, какая часть мощности (например, 0,7) рассеивается на компоненте, от общей мощности, потребляемой узлом, в соответствие с документом на разработку устройства (техническим заданием), SHAPEGROUP – указывать массив условно графических обозначений (УГО), к которому принадлежит компонент (обычно принимается по умолчанию) и PACKADE — тип корпуса, из ранее введенного списка корпусов (типо-размеров). Последние из указанных параметров обычно используются в программе PCAD при разработке топологии печатной платы и оценке стоимости устройства (если это предполагается в задании). Подтверждением окончания ввода любого компонента является нажатие кнопки OK. Если какие-либо сведения введены неверно, то нажатие кнопки Cancel ,отменяет всю введенную информацию о компоненте. Другие активированные кнопки подменю 236 (рис.2.5.6) позволяют: (рис.2.5.7)- изменять размеры, цвет и шрифт комментариев, при описании атрибутов компонента (обычно применяется по умолчанию), (рис.2.5.8)- добавлять к перечню характеристик компонента (PART, RESISTANCE и др.) дополнительные характеристики по желанию пользователя, (рис.2.5.9)- удалять любую из приведенных характеристик (активируется при размещении курсора не какую-либо строку характеристик в окне компонента), (рис.2.5.10)- отображать в диалоговом режиме способ получения заданного значения ,например, величины сопротивления резистора (принимается по умолчанию). (рис.2.5.11)- выводить на экран монитора УГО компонента, (рис.2.5.12)- переход в файл помощи (комментарии к описанию компонентов и их характеристик в подменю ) (рис.2.5.6). (рис.2.5.13) — переход в главное меню файла помощи, (рис.2.5.14)- отображать в открывающемся диалоговом окне возможность получения выбранной величины, например, величины сопротивления резистора, как эталонного. Строка (рис.2.5.15) указывает на вывод на экран дисплея значений токов, мощностей и температуры, при которых они получены. При этом существует возможность коррекции цвета надписей, выводимых на экран. Выбор других режимов позволит помечать точкой концы компонента, присваивать им названия или номера. Активизация (по умолчанию) режима (рис.2.5.16)- реализует возможность включения в процесс моделирования выбранного компонента, (рис.2.5.17)- обеспечивает подсветку компонента Ввод транзисторов Транзистор типа NPN ,который выбирается пиктограммой (рис.2.5.18) на второй строчке главного меню, устанавливается в схему, как описывалось ранее, и затем, на ниспадающем меню NPN:NPN Transistor (рис.2.8), выбираются: PART – позиционное обозначение компонента (Q6), VALUE — характеристика, определяющая его активный режим (может пропускаться), MODEL – используемый транзистор — КТ3102A. 237 Рис.2.8 Если параметры транзистора были ранее введены в библиотеку, то программа обращается к файлу (рис.2.8.1) и они высвечиваются в окнах параметров транзистора. При отсутствии в списке, предлагаемом в активированном окне справа, транзистора КТ3102А, параметры модели [7] транзистора необходимо ввести в подсвеченных окнах (рис.2.8.1), вместо параметров, представленных в окнах, предварительно нажав кнопку New (рис.2.8): .MODEL KT3102A NPN Is=5.258f Xti=3 Eg=1.11 Vaf=86 Bf=185.1 Ne=7.428 Ise=28.21n Ikf=.4922 Xtb=1.5 Var=25 Br=2.713 + Nc=2 Isc=21.2p Ikr=.25 Rb=52 Rc=1.65 Cjc=9.921p Vjc=.65 Mjc=.33 Fc=.5 Cje=11.3p + Vje=.69 Mje=.33 Tr=57.71n Tf=611.5p Itf=.52 Vtf=80 Xtf=2, остальные параметры модели транзистора принимаются по умолчанию. Для ввода источника гармонического сигнала необходимо, находясь в окне схем (рис.2.9) последовательно активизировать меню Component → Analog Primitives → Waveform Sources → Sine Source. 238 Рис.2.9 В последующем, при работе с этим файлом и повторном обращении к меню Component на закладке Analog Primitives появляется укороченный список компонентов, применявшихся ранее. Ввод источника гармонического сигнала Находясь в подменю (рис.2.9.1), описываем модель генератора гармонических сигналов, присваивая обозначение PART V6 и тип модели MODEL Gin. Параметры модели F,A,DC и т.д. вводятся в соответствие с рис.2.9. Список компонентов заносится в текстовый файл после активизации строки MODEL, нажатия кнопки (рис.2.9.0), присвоения названия модели генератора синусоидальных сигналов на выпа(рис.2.9.1), и заполнения окошек, определяющих падающем меню раметры генератора. Параметры генератора задают, указывая в окне F — значение частоты генератора гармонических сигналов (в герцах, используется только при анализе во временной области), А — величину амплитуды сигнала (в вольтах, используется только при анализе во временной области), DC — значение постоянной составляющей (в вольтах), PH — начальное значение фазы сигнала (в градусах) , RS — величину внутреннего сопротивления источника сигналов (в Омах), RP — период повторения моделируемого процесса (если процесс затухающий, при указанной величине постоянной времени TAU, сек.), TAU – постоянная времени затухания переходного процесса. Если параметры генератора были ранее введены, и хранились в текстовом файле, (рис.2.9.2), то требуемый генератор выбирают активизацией соответствующей строки в правом окне подменю (рис.2.9.1). Ввод батареи источника питания Питание схемы ДУ осуществляется от двух источников ЭДС V5 и V8. Величина напряжения источников питания принимается равной 9В. Подключение источника питания 239 (батареи) в схему после выбора его пиктограммы (рис.2.9.3), в строке главного меню и задания параметров (рис.2.10) должно проводиться с учетом места подключения и типа проводимости транзистора. Рис.2.10 Ввод соединительных линий Соединительные линии между элементами схемы прочерчивают, используя кнопку ввода ортогональных проводников Wire Mode (изображение линии) на панели инстру – ментов (рис.2.5). Удаление (коррекция) компонентов принципиальной схемы При необходимости коррекции некоторых элементов принципиальной схемы необходимо вначале удалить соответствующий элемент (компонент, линию ), нажав левой кноп кой мыши стрелку (рис.2.9.4) -“изменение режима “ окна главного меню, активизировать режим (Select Mode) редактирования элементов или компонентов схемы. Затем, поведя курсор к компоненту, нажать левую кнопку мыши. При этом подсвечивается, обычно зеленым цветом, компонент или соответствующий текст на принципиальной схеме и затем, войдя в меню EDIT, выбирают CUT и удаляют необходимые атрибуты. Возникающие трудности при удалении элементов или вводе новых устраняются с использованием программы HELP главного меню. 4.2.1 Режимы работы транзисторов по постоянному току Закончив ввод компонентов принципиальной схемы и, проверив их значение, нажатием кнопки (рис.2.9.5) Node Numbers (номера узлов) в окне схем определяют узлы, на которые подаются или с которых снимаются напряжения. Запомнив, или записав их, переходят в режим анализа усилителя по постоянному току, последовательно выполнив (рис.2.9.6). (рис.2.9.7) (рис.2.11) 240 На выпадающем подменю Токи в ветвях Напряжения в узлах Рис.2.11 активирована кнопка «Напряжения в узлах», что позволяет рассчитывать напряжения для выбранной в строке (рис.2.11.1), температуры 27оС (или списка значений). Выбор режима Place Text (установка метки) позволяет получать на экране монитора, одновременно с величиной напряжения в узлах, значения температуры, при которой они определены. Как показано на рис.2.11 активизированы кнопки (рис.2.9.8),, что по- зволяет отображать в окне схем условия анализа, например (рис.2.9.9) ( анализ схемы на постоянном токе, для температуры 27оС и отображением постоянных напряжений в узлах) с сохранением присвоенных программой позиционных обозначений (рис.2.5.3) компонентов. Для получения значений постоянных токов в цепях принципиальной схемы (рис.2.6,а) необходимо повторно нажать на кнопку нумерации узлов (рис.2.9.5) и активизировать кнопку (рис.2.9.11). Активизация кнопки (рис.2.9.12) позволяет выводить на экран значения мощности постоянной составляющей, выделяющейся на резисторах. Цифровое значение в процентах, в окне строки (рис.2.9.13), указывает на возможность ступенчато изменять значение сопротивления резистора или источника на 10% от номинального, заменой постоянных резисторов на переменные. Это происходит всякий раз выбором на клавиатуре кнопки Up Arrow или Down Arrow, при условии предварительной активизации (рис.2.9.4) -“изменение режима “ выбранного компонента, нажатием на пиктограмму в окне схем. Убедитесь в соответствии режимов транзисторов Q4, Q5, указанных в задании, и при необходимости проведите коррекцию. При этом нумерация компонентов может отличаться, от приведенной на рис.2.12, и это не требует редактирования. Это следует учесть при анализе свойств ДУ в частотной или временной области, указывая необходимые узлы на схеме, с которых снимаются напряжения. 241 а) б) Рис.2.12 Проведите анализ режимов транзисторов Q1, Q3 по постоянному току схемы ДУ (рис.2.6) при значении резистора цепи эмиттерной связи R13 = 2 кОм. Распечатку результатов приложите к отчету. 4.2.2 АЧХ дифференциального усилителя на эмиттерно-связанных транзисторах при воздействии синфазного входного сигнала Анализ свойств ДУ в частотной области проводят, предварительно обеспечив заданный режим транзисторов Q4, Q5 в ИРТ. Исследование свойств ДУ в частотной области проводится при воздействии на его входе гармонического сигнала. Модель источника сигнала выбирается выбором в окне схем команд Component → Analog Primitives → Waveform Sources → Sine Source с последующим заданием его параметров (рис.2.9). Параметры модели генератора гармонических сигналов задаются после установки его условно графического обозначения (УГО) в принципиальной схеме ДУ при нажатии левой кнопки мыши на выпадающем подменю (рис.2.9.1). Синфазное симметричное воздействие на входах ДУ (рис.2.13) обеспечивается соединением базовых цепей транзисторов Q4 и Q5. Резистор R15 отражает конечность сопротивления источника сигнала (выходного сопротивления предыдущего каскада). 242 Рис.2.13 Анализ свойств ДУ в частотной области обеспечивают последовательным выполнением команд: Analysis → AC…→ AC Analysis Limits → Run, в окне схем. После указания на проведение анализа в частотной области (AC…) на выпадающем подменю (рис.2.13.1) указываем параметры анализа (рис.2.14) Рис.2.14 В подменю AC Analysis Limits задается следующая информация: Frequency range — значения верхней и нижней границы частотного интервала и способом определения верхней частоты подинтервала. При линейном законе разбиения частотного интервала (рис.2.14.1) число подинтервалов определяется строкой Number of Points. Используя линейку прокрутки можно установить автоматический выбор шага, определяемый точностью интегрирования в процентах на каждом шаге интегрирования (указывается в строке Maximum Change %), Number of Points — количество точек в заданном частотном интервале, в котором производится расчет частотных характеристик и полученные значения выводятся в форме таблицы (если активирована кнопка 243 (рис.2.14.2)), Теmperature–диапазон изменения температур (может задаваться одно значение, при которой проводится анализ), Maximum Change %–максимально допустимое приращение функции на интервале шага по частоте (учитывается только при автоматическом выборе шага– активизация процедуры Auto Scale Ranges), Noise Input–имя источника шума, подключенного ко входу усилителя, Noise Output–номер (а) выходных зажимов, где вычисляется спектральная плотность напряжения шума, Run Options–определяет способ хранения полученных результатов: Normal- результаты расчетов не сохраняются, Save-результаты сохраняются на жестком диске, Retrieve–использование результатов расчета, хранящегося на жестком диске, для вывода на экран монитора, State Variables – задание начальных условий интегрирования На экран монитора, в соответствии с рис.2.14, выводится частотная зависимость коэффициента усиления по напряжению (YExpression) в узле 2. Область частот (XExpression), в которой проводится анализ, определяется форматом: максимальное значение выводимой переменной, ее минимальное значение и шаг сетки значений. Аналогично задаются условия при выводе на экран монитора значений коэффициента усиления. Характер изменения значений по осям – линейный, что выбирается нажатием двух левых крайних кнопок (рис.2.14.3) в каждой строке выводимых значений. Для выбранных условий анализа (рис.2.14), производят расчет АЧХ усилителя на несимметричном (узел V(2)) и симметричном (узлы V(2,5)) выходе, при синфазном воздействии на входе ДУ. Вход в режим анализа частотных свойств ДУ производится нажатием кнопки (рис.2.14.5). Результаты анализа представлены на рис.2.15 (замечание: расчет АЧХ всегда проводится для единичной ЭДС генератора на входе Gin: А = 1В. Частота генератора Gin варьируется в диапазоне 0 ÷ 100 МГц, заданном в строке (рис.2.11) (рис.2.14.1). Результаты моделирования при заданных условиях представлены на рис.2.15. Степень подавления синфазного сигнала вычислим как отношение коэффициента передачи на несимметричном выходе (напряжение в узле V(2)) к коэффициенту передачи на симметричном выходе ДУ (разность напряжений в узлах V(2) и V(5)) в децибелах. Подавление синфазного сигнала вычислим на очень низкой частоте (почти постоянной составляющей, f = 1e-6 Гц) и частоте 40 МГц. Для оценки коэффициента передачи на этих частотах, находясь в окне результатов (рис.2.15), воспользуемся графическим редактором (рис.2.9.4), активизировав его. Для любой пары частот, указанных результатов анализа в таблице 1 (несимметричный выход), используя (рис.2.16), нажатием на пиктограмму (рис.2.16.1) (Go To X), укажем выбранные частоты в окошке (рис.2.16.2) подменю (рис.2.16.3). Нажатием на кнопку (рис.2.16.4) или (рис.2.16.5) перемещаем курсор на выбранные частоты. Одновременно в окне результатов получаем информацию о значении коэффициента передачи на этой частоте. Используя, описанную выше процедуру, вычислите (в дБ) значение коэффициента усиления на несимметричном выходе и коэффициента ослабления синфазного канала. Результаты занесите в таблицу 1. 244 Рис.2.15 Рис.2.16 245 Таблица 1 Форма воздействия Синфазное Противофазное f, Гц 1e-6 1e3 10e6 20e6 30e6 40e6 Коэф.усиления, дБ Коэф.ослабл.синфазн. сигн.,дБ Коэф.усил.(симметр.вых), дБ Коэф.усил.(несимметр.вых), дБ Влияние разброса параметров транзистора на свойства ДУ с симметричным входом при синфазном воздействии будем оценивать при вариации основного влияющего показателя BF (Beta Forward) – максимального коэффициента усиления тока в нормальном режиме в схеме с ОЭ (без учета токов утечки) транзистора Q5, моделируя технологический разброс BF при производстве дискретных компонентов. Для проведения машинного эксперимента в частотной области последовательно введем: Analysis → AC…→ AC Analysis Limits → Stepping… . При нажатии на кнопку (рис.2.16.6) в подменю (рис.2.13.1), в появляющемся подменю (рис.2.16.7) используем левую линейку прокрутки для выбора варьируемого компонента Q5 (рис.2.17,а), а затем с помощью правой – варьируемый параметр BF (рис.2.17,б). а) б) Рис.2.17 На появляющейся закладке BF транзистора Q5: нижний — и величину шага изменения BF — (рис.2.17.1) (рис.2.18) зададим пределы изменения (рис.2.17.2), верхний — (рис.2.17.4). 246 (рис.2.17.3) Рис.2.18 Затем подтверждаем режим вариации параметра нажатием радиокнопки Yes в рамке Step It (рис.2.17.5). В рамке ваем закон изменения, а в няемой характеристики. (рис.2.17.6) указы(рис.2.17.7) — тип изме- В рамке (рис.2.17.8) помечается выбранный пользователем вариант изменения BF –варьируемая величина изменяется самостоятельно. Этот режим предусматривает возможность одновременного, каждый по своему закону, изменения нескольких переменных (в профессиональной версии МС9). Другой вариант предполагает одновременное изменение нескольких переменных при (рис.2.17.9) включает одинаковом числе шагов для каждой из них. Кнопка режим вариации компонентов, моделей и др. на всех панелях, помеченных флагом, (рис.2.17.10) — выключает их. Кнопка (рис.2.17.11) реализует режим, предусмотренный составителями программы МС9 по умолчанию. Кнопкой (рис.2.17.12) осуществляется отказ от всех, внесенных в подменю (рис.2.16.7), изменений. Нажатием на кнопку (рис.2.17.13), пользователь обращается к файлу помощи, содержащем информацию, поясняющую особенности работы в подменю (рис.2.16.7), назначение функциональных кнопок и др. Для выбранных пределов изменения величины BF в подменю (рис.2.16.7) необходимо указать новые пределы анализа коэффициента усиления ДУ на симметричном выходе (рис.2.17.14) (рис.2.19). 247 Рис.2.19 Результат моделирования (рис.2.19) показывает существенное увеличение напряжения на симметричном выходе ДУ по сравнению с рис.2.15. Оцените степень подавления синфазного канала (σ сф, дБ ), для указанных в таблице 2 значений BF транзистора Q5 при частоте входного воздействия f = 10 кГц и величины резистора R э= 3,9 кОм (R13) в эмиттерных цепях транзисторов (рис.2.13). Таблица 2 BF 85 135 185 235 285 335 385 σ сф, дБ R э = 3,9 к R э = 9,1 к Проанализируйте полученные результаты, сделайте вывод. 4.2.3 АЧХ ДУ на эмиттерно-связанных транзисторах для противофазного входного сигнала Для исследования свойств ДУ в частотной области при симметричном противофазном входном воздействии используем принципиальную схему, представленную на рис.2.20. Ее отличие от схемы, приведенной на рис.2.13, в использовании двух источников входного сигнала (Gin) с идентичными параметрами и различной полярности на входах транзисторов Q4 и Q5. 248 Рис.2.20 Оставив неизменными параметры источника входного сигнала и положение ИРТ для транзисторов (убедитесь, используя режим Analysis → Dynamic DC…) , получим АЧХ ДУ, последовательно выполнив: Analysis → AC…→ AC Analysis Limits → Run (рис.2.21). Рис.2.21 249 Коррекция внесена в интервал частот, выводимых на экран монитора , (рис.2.21.1) и коэффициента усиления . (рис.2.21.2) Значения коэффициента усиления при симметричном противофазном входном воздействии для симметричного и несимметричного выхода на различных частотах внесите в таблицу 1. Сделайте выводы. 2.2.4 Проходная характеристика дифференциального усилителя Проходная характеристика рассчитывается для схемы ДУ с резистором в эмиттерной цепи (рис.2.22) Рис.2.22 В качестве аргумента при построении проходной характеристики усилителя используется разность потенциалов на базах транзисторов Q4 и Q5 относительно земли(ΔU = Uбэ0 4 – Uбэ0 5 = V(3) – V(6)) , а функцией – ток коллектора Q4 (Iк0 4 = I(R8)). Для варьирования значение постоянного напряжения приложенного к базе транзистора (например, Q5) к базам транзисторов подключаем источники постоянных ЭДС, используя в окне схем меню Component→ Analog Primitives → Waveform Sources → Voltage Source (рис.2.23,a), 250 а) б) Рис.2.23 параметры которого, задаются в подменю (рис.2.23.0) (рис.2.23,б). Выбранный источник ЭДС многофункционален и может генерировать различные по форме сигналы, определяемые соответствующей закладкой (постоянный, импульсный, гармонический, экспоненциальный и др.) (рис.2.23.1). В качестве источника, подключенного к базам транзисторов, используется источник постоянной ЭДС (закладка (рис.2.23.2)), параметры которого задаются в окошках DC, AC magnitude, AC Phase. При этом два последних используются только при анализе схемы в частотной области. Значение постоянной ЭДС в окне (рис.2.23.3) соответствует напряжению, определяющему положение ИРТ каждого из 251 транзисторов (рис.2.24) при отсутствии подключенных управляющих источников (Analysis → Dynamic DC…→ OK). Рис.2.24 Другие функциональные возможности, предоставляемые подменю Voltage Source, позволяют, при установлении метки (Show) в рамке (рис.2.23.4), указывать на схеме не только позиционное обозначение (V6) источника ЭДС помеченное в рамке (рис.2.23.5), но и указывать его принадлежность (PART, VALUE, COST и др.). Метки в рамке (рис.2.23.6) (рис.2.23.7) позволяют отображать в окне схем токи в ветвях, мощности, выделяемые на резисторах, условия, при которых проводится моделирование (LIN – linear integrated network, соответствует линейному режиму работы транзисторов). Метка в окне (рис.2.23.8) обеспечивает отображать цветной точкой место подключения компонента, в окне (рис.2.23.9) — указывать при помощи надписи на выводах компонента полярность источника (не только символы + или -), (рис.2.23.10) — проводить нумерацию всех мест подключения. Параметры PART, VALUE, COST и др., отображенные в окне, выполняют такие же функции, что и описании источника гармонических сигналов (рис.2.9). Кнопка, размещенная ниже окна параметров 252 (рис.2.23.10) — подтверждает значения введенных параметров компонента, атрибутов, выводимых на экран сообщений, и фиксирует его положение в окне схем. (рис.2.23.11) -реализует отказ от всех указаний, сделанных в подменю (рис.2.23.0) . (рис.2.23.12) — определяет шрифт, размер и цвет надписей для компонента, размещаемого в окне схем. (рис.2.23.13) — позволяет включить любые дополнительные параметры, описывающие источник ЭДС. - (рис.2.23.14) ком ЭДС. отображает на мониторе форму сигнала, создаваемого источни- (рис.2.23.15) — позволяет подробно описывать наиболее важные атрибуты некоторых параметров (PART, VALUE). (рис.2.23.16) — вызывает файл помощи. Для получения изменяющейся величины разности потенциалов между базами транзисторов ΔU варьируется потенциал генератора V7 (рис.2.22) по закону, определяемому подменю DC Analysis Limits (рис.2.25) при выполнении: Analysis → DC…→ DC Analysis Limits Рис.2.25 В подменю (рис.2.25.0) содержатся кнопки, позволяющие (рис.2.23.13) — добавлять новые зависимости к числу уже выводимых на экран монитора, (рис.2.25.2) — удалять активизированную курсором строку из числа выводимых на экран, (рис.2.25.3) — увеличивать площадь, отводимую под текстовую информацию, в окне, активизированном курсором, (рис.2.25.4) ню — осуществлять варьирование выбранного в подме- (рис.2.16.7) параметра, (рис.2.25.5) — изменять представление выводимых на экран характеристик (тип, формат, цвет и др.), (рис.2.5.13) — обращение к файлу помощи. Описание варьируемых параметров приводится в рамке Sweep (рис.2.25.7) . 253 В качестве варьируемого параметра (Variable 1) выбирается с помощью линейки прокрутки напряжение источника ЭДС (V7 — Name), которое изменяется линейно (Method Linear) относительно “земли” в интервале значений (Range) -10 ÷ 12 В. Шаг изменения напряжения V7, если он не указан в окне Range, выбирается автоматически делением всего интервала значений на 50 подинтервалов. Используя линейку прокрутки можно выбрать другие методы изменения напряжения источника ЭДС V7 (по логарифмическому закону -Log, с автоматическим выбором шага – Auto, в соответствии со списком — List). Изменение напряжения с автоматическим выбором шага сопровождается указанием о допустимой точности решения нелинейных уравнений (максимальная ошибка не более, например, 5%, указывается в рамке Maximum Change %). При вариации напряжения источника смещения V7 значение напряжения источника питания (V5 — Variable 2) не изменяется (None) и равно 9 В. Исследование проводится при неизменном значении внешней температуры (27оС в окне Range), однако можно оценить влияние изменения температуры (по линейному – Linear или логарифмическому закону – Log или по списку — List в окне Method, выбираемому с помощью линейки прокрутки) в рамке Temperature. Полученные результаты могут выводиться на экран монитора без сохранения результатов в памяти (при выборе с помощью линейки прокрутки режима Normal) в строке Run Options. Возможно использование режимов Save (сохранение полученных результатов в файле) или хранение в оперативной памяти с последующим использованием их качестве начальных условий (Retriеve). Метка в строке Accumulate Plots позволяет хранить несколько графиков. Моделирование может проводиться для заданных пользователем значений пределов по оси абсцисс и ординат для графиков, выводимых на экран монитора или с автоматическим выбором граничных значений (метка в строке Auto Scale Ranges). Как следует из рис.2.25, по оси абсцисс будет откладываться разность напряжений в узлах V(3) – V(6), а по оси ординат – ток коллектора транзистора Q4 (I(R8)). Назначение кнопок (Run, Add и др.) не отличается от применяемых, например, в подменю AC Analysis Limits (рис.2.14). Расчет проходной характеристики ДУ предваряет расчет режимов работы транзисторов по постоянному току (Analysis → Dynamic DC…→ Dynamic DC Limits → OK, рис.2.26) a) 254 б) Рис.2.26 Результаты моделирования для выбранного положения ИРТ (рис.2.26) и условий анализа (рис.2.25) приведены на рис.2.27. Рис.2.27 Используя метод двух курсоров, вычислим протяженность линейного участка по оси абсцисс и перепад коллекторного тока на этом интервале. Нажимаем на кнопку (рис.2.25.8) в окне результатов и устанавливаем при нажатой левой кнопки мыши перекрестие левого курсора на нижнем изгибе характеристики, а затем, повторив тоже для правого курсора, получаем интервал значений напряжений, обеспечивающий линейность проходной характеристики для выбранной ИРТ. Перепад значений напряжений и тока коллектора Q4 (Delta) приведен под рассчитанными графиками (рис.2.27). Повторите моделирование ДУ на постоянном токе для величины сопротивления R13= 2кОм. Результаты моделирования зависимость тока через резистор R8 как функцию разности напряжений на базах транзисторов (Q4 и Q5): I(R8) = f (V(3)-V(6), вместе с подме255 ню (рис.2.25.0) , содержащем необходимую коррекцию условий анализа, распечатать и приложить к отчету. 4.2.5 Влияние резистора эмиттерной связи на свойства ДУ Исследование проводится для основной схемы ДУ, содержащей резистор, включенный в эмиттерную обоих (например, R13, рис.2.21) транзисторов. Изменение его величины приводит к изменению коллекторных токов транзисторов, положения ИРТ. Для сохранения неизменных режимов работы транзисторов(U кэ0 и I к0) при изменении величины резистора цепи эмиттерной связи и в цепях коллекторов скорректируем напряжения источников питания ДУ (рис.2.28). Рис.2.28 Для исходной принципиальной схемы ДУ (рис.2.28,а) и скорректированной (рис.2.28,б), содержащих компоненты, определяемые рядом Е24 номинальных значений сопротивлений резисторов, режимы соответствующих транзисторов по величине питающих напряжений (рис.2.29) и постоянному току (рис.2.30) отличаются не более чем на 2%. 256 Рис.2.29 Рис.2.30 257 Вычисление значений напряжений в узлах схемы ДУ и постоянных токов в ветвях происходит при обращении к меню Analysis, находящемуся в окне схем и последовательном выполнении команд Analysis → Dynamic DC…→ Dynamic DC Limits → OK. При этом вычисляются значения напряжений в узлах схемы, а при нажатии на кнопку (рис.2.30.0) (Currents) в строке инструментов основного окна – токи в ветвях. Отличие величин узловых напряжений и токов в ветвях, от приведенных на рис.2.29 и 2.30, указывает на необходимость проверить правильность соединений в принципиальной схеме ДУ и величин, введенных компонентов. Симметрирующее свойство сопротивления эмиттерной связи оценим по степени подавления синфазного сигнала на симметричном выходе ДУ. Анализ проводится в частотной области, при подключении на симметричные входы ДУ источника гармонического сигнала Gin c параметрами, описанными в подменю Sine Sources (рис.2.9). Частотные характеристики коэффициентов усиления на симметричном и несимметричном выходе ДУ рассчитываются при условии, что коэффициент передачи BF транзистора Q8 изменяется в соответствие указаниями, представленными в подменю Stepping… (Analysis → AC… → AC Analysis Limits → Stepping… (рис.2.31)). Рис.2.31 Параметры транзистора Q8 в библиотеке (рис.2.8.1) . Пределы анализа и представления результатов моделирования на экране монитора указываются в подменю AC Analysis Limits (рис.2.32) Рис.2.32 258 приведены Результаты моделирования представлены на рис.2.33 Рис.2.33 Рассчитайте коэффициент подавления синфазной составляющей σ сф (дБ) на частоте f = 10 кГц для указанных на рис.2.33 значений BF и результаты внесите в таблицу 2. Примечание: студенческая версия МС9 не позволяет одновременно изменять параметры двух компонентов, поэтому нельзя получить АЧХ для двух схем ДУ одновременно (рис.2.28,а и 2.28,б). 4.2.6 Температурный дрейф нуля в ДУ Исследуется температурный дрейф нуля для трех схем ДУ: а) с генератором стабильного тока на транзисторе Q2, включенного в эмиттерную цепь транзисторов Q1 и Q3, и источника напряжения, реализованного с применением стабилитрона D1 (рис.2.34,а), б) с сопротивлением эмиттерной связи на резисторе R13 (рис.2.34,б), в) с генератором стабильного тока на транзисторе Q7 и источника напряжения, реализованного на транзисторе Q9, в диодном включении (рис.2.34,в). 259 Рис.2.34 Подбором параметров компонентов принципиальных схем ДУ обеспечивается одинаковое положение исходной рабочей точки в каждом плече мостовой схемы. Режим работы транзисторов по постоянному току определяется при входе в меню Analysis → Dynamic DC…→ Dynamic DC Limits → OK. Указанная последовательность команд позволяет получить значения напряжений в узлах схемы ДУ при температуре окружающей среды (рис.2.30.2) (рис.2.35). Рис.2.35 260 Значения постоянных токов в ветвях принципиальных схем ДУ получают нажатием на кнопку (рис.2.30.0) (Currents), находясь в окне схем (рис.2.36) Рис.2.36 Отличие значений постоянных токов и напряжений, определяющих положение ИРТ, от приведенных на рис.2.35 и рис.2.36, указывает на необходимость проверки правильности введенных значений компонентов и их соединения. Необходимо проверить, в том числе, и параметры моделей активных элементов: БТ и диода. Проведем сравнительную оценку влияние изменения температуры в пределах -50 ÷ 70 Со на величину постоянного выходного напряжения и тока в нагрузке при симметричном входе и несимметричном выходе одновременно для трех указанных схем ДУ. Последовательно выполнив команды: Analysis → DC…→ DC Analysis Limits в подменю (рис.2.25.0) укажем (рис.2.36.2) и пределы (рис.2.36.1) варьируемый параметр (рис.2.36.3) его изменения (рис.2.36.4). Обозначения функций остальных команд и кнопок были описаны ранее. Выбранные пределы анализа и представления результатов на экране монитора приведены на рис.2. 37. Рис.2.37 261 В первой системе координат представлены кривые изменения нормированного выходного напряжения в соответствующем узле, по отношению к значению напряжения при комнатной температуре (t = 27Со, рис.2.35). Аналогично описываются нормированные значения токов (рис.2.37) в соответствующих цепях при воздействии на входе постоянного напряжения (рис.2.36.5). Результаты моделирования представлены на рис. 2.38. Значения напряжений в выходных узлах и токов в соответствующих цепях равны нулю при t = 27Co. Рис.2.38 Оцените величину дрейфа выходного напряжения и тока для каждого типа схемы ДУ, приближенно считая температурные зависимости линейными в рассматриваемом диапазоне температур. Результаты приведите в таблице 3. Таблица 3 ГСТ со стабилитроном с БТ в диодном с диодом ----------включении Дрейф напряжения, мВ/град Дрейф тока, мкА/град Для заполнения последнего столбца таблицы 3 необходимо изменить значения компонентов схемы (рис.2.34,а) и привести ее к виду рис.2.3. Вычислите значения напряжений в узлах и цепи в ветвях скорректированной схемы, выполнив в окне схем Analysis → Dynamic DC…→ Dynamic DC Limits → OK. В случае отличия значений постоянных токов и напряжений в ИРТ от выбранных (Iк01 = Iк02 = 1 мА, U кэ01= U кэ02 = 4,7 В) более чем на 10%, проверьте правильность соединения компонентов и их величин. Повторите расчет температурного дрейфа напряжения и токов и повторите моделирование Analysis → DC…→ DC Analysis Limits → OK, предварительно изменив в колонке (рис.2.38.0)значение напряжения V(2) или тока I(R5) при температуре t = 27 Со, относительно которых проводится нормирование. При необходимости измените пределы результатов анализа (рис.2.38.1). Результаты анализа внесите в таблицу 3. 262 5 Содержание отчета Отчет должен включать в себя: • Наименование и цель работы. • Исходные данные для расчета • Рассчитанные значения коэффициента усиления ДУ при синфазном и противофазном входном воздействии, а также величину входного сопротивления при синфазном входе. • Принципиальную схему ДУ с резистором связи в цепи эмиттера (R13 = 2 кОм) и значением постоянных напряжений в узлах и токов в цепях схемы. • Заполненные таблицы 1, 2, 3. • Распечатку принципиальной схемы ДУ (рис.2.22) с указанием постоянных напряжений в узлах и токов в цепях схемы при расчете проходной характеристики для R13 = 2 кОм и соответствующую проходную характеристику. • Распечатку принципиальных схем ДУ с ГСТ с диодом, без ГСТ (с сопротивлением эмиттерной связи) и с ГСТ с транзистором в диодном включении с напряжениями в узлах и токами в цепях схемы вместе с результатами моделирования (характеристики дрейфа нуля). • Краткие выводы. 6 Контрольные вопросы 6.1 Изобразите принципиальную схему ДУ и объясните назначение компонентов. 6.2 Назовите основные способы подачи и снятия напряжения усиливаемого сигнала. 6.3 Объясните причину большего значения коэффициента усиления ДУ при подаче на вход противофазного сигнала. 6.4 Объясните причину подавления синфазного сигнала на симметричном выходе ДУ. 6.5 Как зависит коэффициент усиления ДУ от величины сопротивления эмиттерной связи при симметричном входе и несимметричном выходе? 6.6 От каких компонентов схемы и почему зависит стабильность параметров ДУ? 6.7 Что является причиной дрейфа нуля? Какая схема УПТ и почему обладает меньшим дрейфом нуля? 6.8 Изобразите схему УПТ с непосредственными связями между каскадами. 6.9 Как влияет применение ДУ на отношение сигнал/шум на его выходе? 6.10 Зачем применяют ГСТ? Какие показатели ДУ при этом улучшаются, и почему? 7 Краткие теоретические сведения 7.1 Усилители постоянного тока с непосредственными связями Как известно [2,4] при конструировании усилителей не удается обойтись применением одного усилительного каскада, не обеспечивающего необходимую амплитуду напряжения или требуемую мощность сигнала, например, на входе динамической головки радиоприемного устройства. Для получения необходимого уровня сигнала используют многокаскадные усилители. В их структуре можно выделить три основных части: входной каскад, каскад (каскады) предварительного усиления и выходной каскад (каскады). Входной каскад с малым уровнем входного воздействия, вне зависимости от требований, налагаемых на усилительный тракт, должен обладать цепью связи с источником сигнала с наибольшим коэффициентом передачи. Коэффициент передачи входной цепи (цепи связи с источником сигнала) достигает значения близкого к предельному (единице) при включении АЭ (БТ, ПТ) по схеме с ОК (ОИ). При включении, например БТ по схеме с ОК, каскад обладает глубокой последовательной отрицательной обратной связью, что обеспечивает высокое входное сопротивление и, соответственно, высокий коэффициент пере263 дачи входной цепи. При этом коэффициент усиления входного каскада по напряжению оказывается меньше единицы [3]. При высоких требованиях, предъявляемых к чувствительности усилительного тракта, входной каскад должен обеспечивать малый уровень собственных шумов, что достигается при сравнительно малом входном сопротивлении, составляющем примерно 500 ÷ 1000 Ом. Активный элемент включается при этом по схеме с ОЭ (ОИ), реализующей наибольший коэффициентом усиления. Полевые транзисторы с изолированным затвором во входных каскадах при этом не используются из-за высокого уровня собственных шумов. Каскады предварительного усиления должны обеспечивать наибольшее усиление, что приводит к необходимости принимать дополнительные меры по обеспечению устойчивого усиления. Выходные каскады предназначены для обеспечения в нагрузке больших сигнальных мощностей при допустимом уровне нелинейных искажений, высоким коэффициентом полезного действия и малой потребляемой мощностью. Регулировки, предусмотренные техническими условиями на усилители, обычно включают на входе первого (входного) каскада, что позволяет избежать перегрузки АЭ оконечных каскадов. Очевидно, что свойства усилителя зависят не только от характеристик АЭ, но и от свойств цепей связи каскадов как входного с источником сигнала, так и выходного – с нагрузкой, а так же параметров цепей межкаскадных связей. Простейшим способом межкаскадной связи, обеспечивающим наибольшую передачу мощности сигнала с минимальными частотными искажениями, является непосредственная связь. В схеме усилителя с непосредственными межкаскадными связями выход предыдущего каскада непосредственно соединен со входом последующего. Такой способ связи позволяет усиливать постоянный (отсутствие изменения во времени) и переменный (медленно изменяющийся) сигнал. Усилители, усиливающие постоянный сигнал (или переменный сигнал вместе с постоянной составляющей), называют усилителями постоянного тока (УПТ). Характерной особенностью таких усилителей является то, что АЧХ таких усилителей (рис.2.39,а) не имеет спада в области низких частот, в отличие от усилителей переменного тока [2,3]. Рис.2.39 Фазо-частотная характеристика (ФЧХ) показывает (рис.2.39,б), что на выходе УПТ отсутствует фазововый сдвиг (не создает сдвиг фаз между составляющими спектра выходного сигнала) в области низких частот. Во временной области это означает, что при усилении импульсных сигналов не будет спада плоской вершины у выходного сигнала. Примерная зависимость напряжения на выходе УПТ от амплитуды напряжения на входе показана на рис.2.39, в. Амплитудная характеристика достаточно линейна при небольших изменениях входного сигнала вблизи нуля. В зависимости от способа подключения выходных цепей АЭ к источнику питания различают схемы с параллельным и последовательным питанием (рис.2.40). В схеме с последовательным питанием (рис.2.40,а) выходные цепи транзисторов VT1 и VT1 образуют последовательное соединение, что обеспечивает практически одинаковые 264 постоянные токи коллекторов (эмиттеров). Непосредственная связь означает, что выход первого каскада (коллектор) на транзисторе VT1 (схема с ОЭ) непосредственно соединен с входным (базовым) выводом транзистора VT2 (схема с ОБ). Применение двух источников питания позволит базовый вывод транзистора VТ2 непосредственно подключить к точке нулевого потенциала, что упростит схему усилителя и улучшит его частотные свойства в области нижних частот. а) б) Рис.2.40 В схеме с параллельным питанием (рис.2.40,б) выходные цепи каскадов по отношению к источникам питания образуют параллельное соединение, а выходные постоянные токи (I к01, I к02) чаще всего имеют различное значение. Воздействие дестабилизирующих факторов, например, изменение температуры внешней среды, вызывает изменение коллекторного тока I к01 транзистора VT1. Поскольку для транзистора VT2 делителем выступает резистор R3 и другим компонентом – выходное динамическое сопротивление транзистора VT1 и резистор R4, то изменяется базовый ток I б02, а значит и коллекторный ток I к02, транзистора VT2. Если обозначить нестабильность токов транзисторов VT1 и VT2, обусловленную внешними факторами как ΔI к01 соб и ΔI к02 соб , то результирующая нестабильность ΔI к02 = ΔI к02 соб – Кi2 ΔI к01 соб, (2.1) где Кi2 = ΔI к02 / ΔI к01 – коэффициент усиления по току второго каскада. Коэффициент усиления по току второго каскада имеет знак минус, что обусловлено тем, что при возрастании тока I к01 напряжение на базе транзистора VT2 U б02 (U к01) убывает (рис.2.40,б), а значит, убывает и ток коллектора I к02. Противофазность изменения токов I к01 и I к02 является благоприятным фактором, уменьшающим результирующую нестабильность двухкаскадного усилителя. Для одинаковых транзисторов VT1 и VT2 и обеспечения одинаковых режимов работы (I к01 = I к02) необходимо сопротивление в цепи эмиттера транзистора VT2 (R6) выбирать большим, чем сопротивление в цепи эмиттера транзистора VT2 (R4); (R6 > R4) поскольку напряжение, приложенное к базе транзистора VT2 равно напряжению на коллекторе VT1: U б02 = U к01. Напряжение, приложенное между базой и эмиттером транзистора VT2 по закону Кирхгофа U бэ02 = U кэ01 + U R4 — U R6 = U бэ01 для одинаковых режимов работы. Достичь этого можно, увеличивая величину сопротивления R6 в цепи эмиттера транзистора VT2. Большее значение резистора в цепи эмиттера транзистора VT2 увеличивает глубину последовательной ОС и повышает стабильность каскада, то есть ΔI к01 соб > ΔI к02 соб. С учетом знака коэффициента усиления по току второго каскада (2.1) результирующая нестабильность ΔI к02 < 0 и определяется в 265 основном нестабильностью тока ΔI к01 соб . Увеличивая число каскадов в УПТ до трех получим, что результирующая нестабильность коллекторного тока транзистора VT3 ΔI к03 = ΔI к03 соб – Кi3 ΔI к02 соб + Кi2 Кi3 ΔI к01 соб , (2.2) где Кi3 = ΔI к03 / ΔI к02 – коэффициент усиления по току третьего каскада. Как видно из (2.2) последнее слагаемое, определяемое произведением коэффициентов усиления Кi2 Кi3, является наибольшим и может значительно увеличить общую нестабильность. Для транзистора оконечного каскада, обычно работающего в режиме большого сигнала, результирующая нестабильность может привести к существенному изменению положения рабочей точки и возникновению недопустимого уровня нелинейных искажений. Необходимость увеличения эмиттерного сопротивления в каждом последующем каскаде, кроме последовательного уменьшения усиления, приводит к применению источников питания с повышенным напряжением. Поэтому обычно в схемах УПТ с непосредственной связью не используют больше трех каскадов. Наибольший вклад в результирующую нестабильность вносит первый каскад, поэтому для повышения стабильности УПТ принимают меры для повышения стабильности первого каскада или преднамеренно вводят некоторую нестабильность рабочей точки во втором каскаде, частично компенсирующей собственную нестабильность транзистора VT3. Применение транзисторов различного типа проводимости позволяет устранить проблему повышенного напряжения источников питания (рис.2.41), правда при этом возникает потребность использовать два источника питания. Рис.2.41 Однако, наличие в схеме транзисторов различного типа проводимости и двух источников питания одновременно позволяет обеспечить напряжение на выходе УПТ равное нулю относительно общего провода (“земли”) при нулевом сигнале на входе. Потенциал базы транзистора VT1 близок к нулю, вследствие малости базового тока Iб01. С помощью делителя R4, R5 и R3 обеспечивается отрицательный потенциал на эмиттере VT1 по отношению к “ земле”, и соответственно, открытое состояние транзистора. На рис.2.41 показаны пути протекания постоянных токов для транзисторов VT1 и VT2 при использовании двух источников питания. Отсюда видно, что для транзистора VT1, роль делителя R1, R2 напряжения питания в схеме (рис.2.40,б) здесь выполняет R1 вместе c R3 и R4,R5, обеспечивая активный режим работы транзистора. Резистор R5 обеспечивает установку нулевого смещения, для получения нуля на выходе усилителя при подаче нуля на вход. Для транзистора VT2 в схеме (рис.2.41) делителем напряжения Е+ ÷ Е − является резистор R2 и транзистор VT1 вместе с резистором R3. Установленный на выходе усилителя нулевой потенциал (с помощью резистора R5) создает падение напряжения на резисторе R7, по величине равное напряжению источника питания Е (обычно |Е+ | = |Е − |), что при 266 условии R1 = R2, автоматически обеспечивает одинаковый режим транзисторов VT1 и VT2, т.е. активный режим для транзистора VT2. Однако, при этом остается не решенной задача достижения высокой стабильности режимов работы транзисторов, а значит и стабильности параметров усилителя, под воздействием дестабилизирующих факторов (например, изменение внешней температуры), снижающаяся с ростом числа каскадов. К достоинствам непосредственных межкаскадных связей можно отнести простоту реализации и как следствие, отсутствие вносимых цепью связи линейных искажений, возможность усиливать сигналы, начиная с нулевой (постоянной составляющей) частоты. Повышение стабильности показателей усилителей с непосредственной связью добиваются введением глубокой общей ООС по постоянному току. Сравнение схем усилителей (рис.2.40 и 2.41) показывает, что последняя, имеет ряд преимуществ: отсутствуют конденсаторы, обладающие достаточно большим номиналом и вносящие частотные искажения в области низких частот; при воздействии на входе сигнала с нулевым значением амплитуды на выходе усилителя существует нулевое напряжение. Кроме того, использование конденсаторов ограничивает возможность реализации УПТ с применением интегральной технологии, поскольку в этом случае затруднительно реализовать конденсаторы со значение емкости более нескольких десятков пикофарад. 7.2 Усилители с гальваническими межкаскадными связями Наряду с непосредственной связью в аналоговых микросхемах и УПТ используется гальваническая межкаскадная связь. В отличие от непосредственной гальваническая межкаскадная связь предполагает включение в цепь межкаскадной связи специальной потенциалопонижающей схемы, называемой схемой сдвига уровня. Ее включение обусловлено необходимостью иметь потенциал на входе последующего каскада (база транзистора VT2, рис.2.40,б), отличный от потенциала на выходе предыдущего (коллектор VT1). Схема сдвига уровня необходима и на входе первого каскада, поскольку необходимо компенсировать напряжение база-общий провод транзистора VT1. Кроме того, необходимо поддерживать постоянным напряжение смещения при изменении сопротивления источника сигнала. Примером использования напряжения сдвига, обеспечивающего выходной потенциал, равный нулю при нулевом потенциале на входе усилителя, является включение резистора R5 в схеме (рис.2.41). Изменение величины сопротивления позволяет получить для усилителя постоянного тока амплитудную характеристику вида рис.2.39,с. Для наиболее часто применяемых схем включения ОУ, выходной потенциал будет равен нулю, когда на его входе действует напряжение смещения Есм = ± (5 …20) мВ. Простейшим способом реализации схемы сдвига является включение резистора, например, между выходом первого каскада на транзисторе VT1 (рис.2.40,б) и входом второго (база транзистора VT2). Однако такая потенциометрическая межкаскадная связь уменьшает не только постоянное напряжение, но и снижает уровень полезного сигнала на базе VT2. Избежать потерь полезного сигнала можно заменой резистора стабилитроном VD1 (рис.2.42) Потенциал коллектора транзистора VT1, равный U к01, понижен до требуемого значения потенциала базы U б02 следующего транзистора VT2, за счет включения между коллектором VT1 и базой VT2 стабилитрона VD1, при этом U б02 = Uк01 — U ст. Резистор R 5 обеспечивает выбор рабочего тока через стабилитрон VD1 (ток базы I б02 значительно меньше тока через резистор R5), имеющий малое дифференциальное сопротивление (малые потери полезного сигнала). Однако, такая схема обладает рядом недостатков: относительно большой разброс и большая температурная зависимость U ст, большие внутренние шумы стабилитрона, уменьшающие динамический диапазон усилителя, большой ток стабилизации I ст. 267 Рис.2.42 Устранение этих недостатков в большой степени возможно при включении стабилитрона не в базовую, а в эмиттерную цепь транзистора последнего каскада. При использовании в качестве АЭ полевого транзистора, обладающего большим входным сопротивлением (малым входным током ПТ) схема УПТ с одним источником питания имеет вид (рис.2.43) Рис.2.43 Стабилитрон VD включен в истоковый вывод транзистора VT3, имеющий ток,обычно достаточный для устойчивой работы стабилитрона. Внутренними шумами стабилитрона можно пренебречь, т.к. он включен в последнем каскаде УПТ. Применение ПТ в качестве АЭ позволяет получить меньший уровень шумов УПТ в области очень низких частот, лучшую временную стабильность параметров, а при работе с источниками сигнала с большим внутренним сопротивлением — большую чувствительность (больший динамический диапазон) из-за малых собственных шумов. Все рассмотренные варианты построения УПТ имеют один и тот же недостаток – изменение режима одного из АЭ под действием дестабилизирующих факторов приводит к изменению выходного напряжения или тока УПТ, называемого дрейфом нуля. Как видно из соотношения (2.2) наибольшее влияние на дрейф оказывает первый АЭ. 7.3 Дрейф нуля 7.3.1 Причины дрейфа Особенность УПТ с непосредственной связью состоит в том, что изменение режима работы схемы по постоянному току неотличимы от усиления сигнала. Например, разность температур транзисторов VТ1 и VT2 (рис.2.41) приводит к уменьшению разности потенциалов на переходах база-эмиттер и небольшому увеличению коллекторного тока. Результирующее изменение выходного напряжения называют дрейфом. Основной причиной появление напряжения смещения и его изменения является обратный коллекторный ток (I КБО), ток неосновных носителей зарядов, обладающий показательной температурной зависимостью Δ I КБО = I КБО· 2α (T −T0 ) , (2.3) 268 где α- коэффициент, определяющийся материалом подложки транзистора. Обратный коллекторный ток создает падение напряжения на сопротивлении смещения R1, даже при отсутствии подключенного источника сигнала. Дрейф тока под действием температуры приводит к изменяющемуся напряжению смещения и, соответственно, к дрейфу напряжения. Напряжение смещения Есм определяется Есм = I КБО·R1 (2.4) и составляет величину Есм = ± (5 …20) мВ в зависимости от типа транзистора. К числу других дестабилизирующих факторов, приводящих к дрейфу нуля, можно отнести: колебания напряжения источников питания, изменение давления и влажности окружающей среды, старение АЭ, а также помехи, создаваемые в АЭ. Наиболее заметным в области очень низких частот является избыточный шум (фликкер-шум) со спектральной плотностью 1/f, обусловленный эффектом “мерцания”. Возможный характер зависимости напряжения дрейфа U др от времени показан на рис.2.44 Рис.2.44 При отсутствии напряжения на входе УПТ случайное неконтролируемое напряжение на выходе U др можно представить как медленно изменяющуюся составляющую U др= и наложенную на нее случайные быстрые отклонения . Дрейф выходного напряжения зависит как от внутреннего дрейфа усилителя так и от его коэффициента усиления. Чтобы исключить зависимость дрейфа от коэффициента усиления в качестве показателя, оценивающего уровень дрейфа (дрейф по входу), используют эквивалентную ЭДС в цепи источника сигнала, создающую такое же изменение напряжения (тока) на выходе усилителя, какое реально вызывает действие дестабилизирующих факторов. Величину ЭДС находят, разделив напряжение (ток) дрейфа на выходе усилителя, на соответствующий коэффициент усиления. Для одиночных каскадов на БТ, включенных по схеме с ОЭ, дрейф по напряжению, приведенный ко входу, составляет для кремниевых транзисторов (2 ÷ 8) мВ/град , а для германиевых – (20 ÷ 30) мВ/град, что указывает на практическую непригодность одиночных каскадов на БТ в качестве входных в УПТ. 7.3.2 Способы уменьшения дрейфа Известны несколько основных способов уменьшения дрейфа нуля: уменьшение пределов изменения дестабилизирующих величин, применение схем термокомпенсации, применение глубокой общей обратной связи, использование балансных (мостовых) схем, применение составных транзисторов, использование УПТ с преобразованием сигнала и др. Уменьшение пределов изменения дестабилизирующих величин основано на применении: - кремниевых транзисторов, имеющих существенно меньший обратный ток (практически на порядок) вместо германиевых в УПТ, а также ПТ, обладающих существенно меньшим входным током. 269 - электронных (магнитных, феррорезонансных) стабилизаторов, для стабилизации питающих напряжений входных каскадов. - термостатирования транзисторных усилителей (возможно с одновременной стабилизацией). Применение схем термокомпенсации предполагает: - введение температурно-зависимых линейных или нелинейных резисторов в эмиттерные (истоковые) или базовые цепи. Терморезисторы с различным знаком ТКR можно использовать в качестве одного из резисторов базового делителя или как часть резистора в цепи эмиттера. В микросхемах наибольшее распространение получило применение в качестве термозависимого элемента прямосмещенный диод (стабилитрон) или транзистор в диодном включении (рис.2.45) Рис.2.45 Благодаря диоду или транзистору в базовой цепи создается дополнительный источник напряжения ΔU БЭ (транзистор VT1), зависящий от температуры, по своим характеристикам аналогичный источнику нестабильности ΔU БЭ (транзистор VT2). Результатом является уменьшение нестабильности коллекторного тока транзистора VT2. При R1>>R2 и надежном тепловом контакте между транзистором VT2 и термокомпенсирующим диодом (транзистор VT1) это влияние может быть полностью скомпенсированным. Применение транзистора в диодном включении значительно снижает чувствительность тока коллектора VT1 к изменению питающих напряжений. При R2=0 схема вырождается в схему “токового зеркала”, широко применяемого в аналоговой схемотехнике. Терморезисторы находят ограниченное применение из-за сложности подбора с достаточной точностью закона изменения напряжения на его выводах от температуры (сопротивления) совпадающего с законом изменения напряжения на базе транзистора. Другим аспектом этих ограничений является отсутствие технологических возможностей реализовать это в ИМС, использующих монолитную подложку. Глубокая общая отрицательная обратная связь широко используется в УПТ для уменьшения дрейфа и стабилизации усиления. Напряжение ОС по постоянному току вводится на каждый транзистор в противофазе с выходным напряжением, что снижает собственный дрейф каждого транзистора. Однако дрейф нуля всего усилителя оказывается близок по величине к дрейфу одного каскада усилителя, охваченного местной ОС. Это обусловлено тем, что на транзистор отдельных каскадов может воздействовать усиленные дрейфы как предшествующих, так и последующих каскадов, что усложняет борьбу с дрейфом. Введение глубокой ООС в многокаскадных усилителях делает актуальной проблему устойчивости. Значит, для сохранения устойчивости необходимо принимать дополнительные меры, что усложняет конструкцию. Кроме того, введение глубокой ООС уменьшает коэффициент усиления на один каскад, то есть требует увеличения общего числа усилительных каскадов. Использование балансных (мостовых) схем в УПТ значительно снижает уровень дрейфа напряжения (тока) обусловленного синфазными воздействиями от источников 270 различной природы (изменением напряжения питания, температуры окружающей среды, старением АЭ). Наибольшее распространение в аналоговых схемах, выполненных по дискретной и интегральной технологии, получил параллельный балансный (дифференциальный) усилитель, обладающий свойством подавления синфазных помех, дающий возможность каскадного включения усилителей и симметрирования плеч балансных схем. Основной составной его частью является эмиттерно-связанная пара транзисторов VT1 и VT2 с идентичными характеристиками. На базе этой конфигурации, являющей основной частью УПТ, так же реализуются устройства функционального преобразования, перемножения сигналов. При этом дифференциальные усилители (ДУ) могут строиться с параллельным питанием от двух (рис.2.1, 2.2) или от одного (рис.2.46) источников. Рис.2.46 Дифференциальный усилитель имеет два входа и предназначен для получения напряжения на выходе Uвых , пропорционального разности потенциалов на его входах | U вх1 – U вх2|. В зависимости от назначения чаще всего используются следующие схемы включения ДУ: • с симметричным входом и выходом (рис.2.46, выходное напряжение снимается между точками 3 – 4).Такой ДУ используется как входной в ОУ или как промежуточный в трехкаскадных УПТ или ОУ. • с симметричным входом и несимметричным выходом (выходное напряжение снимается между точками 3 (или 4) и общей шиной – “землей”). Такой ДУ применяется как промежуточный в ОУ или УПТ и др. • с несимметричным входом и симметричным выходом (напряжение U вх 1 (или U вх 2)) подается на один из входов ДУ, а выходное напряжение снимается между точками 3 — 4). Такой ДУ может применяться как входной в УПТ или ОУ. • с несимметричны входом и выходом (напряжение U вх 1 (или U вх 2)) подается на один из входов ДУ, а выходное напряжение снимается между точками 3 (или 4) и “землей”. Такой ДУ используется в качестве первого каскада простых двухкаскадных ОУ. При этом часто одно из плеч ДУ применяет включение БТ с ОК (например, R2 ≈ 0). При использовании дифференциальных усилителей на БТ в качестве входных каскадов в составе ИС, обычно требуется обеспечить низкий уровень шума, высокое входное сопротивление, малое значение входного тока. Это реализуется выбором режима работы БТ с малыми коллекторными токами (порядка 0,1…. 1 мА) или применением ПТ. Характерной особенностью ДУ является его нечувствительность к синфазному сигналу, т.е. когда напряжения U вх1 и U вх2 совпадают по амплитуде и фазе (полярности). Используемые в качестве нагрузки резисторы R1 и R2, обладающие равными сопротивлениями, и выходные цепи идентичных транзисторов VT1 и VT2 образуют сбалансированный мост с диагональю между точками 3 и 4. Через резистор R э протекает суммарный ток I э1 + I э2 , создавая напряжение U Rэ = (I э1 + I э2) R э последовательной по току отрицательной ОС. Усиливаемый сигнал обычно подается в другую диагональ моста – между базовыми выводами транзисторов (выводы 1 и 2). При этом оба вывода изолированы от общего провода либо используется один источник сигнала с симметричным выходом. Для сбалансированного моста и отсутствии сигнала на входе коллекторные токи I к1 = I к2 и напряжения 271 U кэ1 = U кэ2 и выходное напряжение (между точками 3 – 4) Uвых = U кэ1 — U кэ2 = 0. Воздействие дестабилизирующих факторов, например, наводки по цепи питания, изменение температуры внешней среды, приводит к одинаковому изменению коллекторных токов и напряжений транзисторов. В результате выходное напряжение Uвых = 0, что указывает на отсутствие дрейфа — подавление синфазных электрических помех, вне зависимости от природы и источника их появления. Практически дрейф полностью не исчезает, в основном из-за разброса параметров транзисторов ДУ, вызывающего некоторую асимметрию плеч моста. Напряжение на резисторе R э определяет глубину последовательной ООС по току в режиме покоя, уменьшая в такое же число раз, коэффициент усиления ДУ. С ростом величины сопротивления увеличивается и глубина ООС, повышая стабильность показателей ДУ. Обычно в ДУ используют два источника питания Е+ и Е- относительно земли. Наличие второго источника питания позволяет подавать сигналы на входы ДУ, не применяя дополнительные источники компенсирующих напряжений (рис.2.42). При питании от одного источника базовые выводы транзисторов подключены к источникам с ненулевым значением постоянных потенциалов (к делителю напряжения). Симметрия схемы в этом случае достигается выравниванием напряжений на базах транзисторов (относительно земли) U б01= U б02 путем подбора сопротивлений в резистивных делителях. Возникновение разности потенциалов ΔU0 = U б01 — U б02 не приводит к заметным изменениям тока через резистор R э, но вызывает перераспределение токов между ветвями схемы. В результате, ток коллектора одного транзистора возрастает, а другого уменьшается, что снижает подавление синфазного сигнала. При несимметричном выходе напряжение усиленного сигнала снимают с выводов 3 — 0 (“земля“) или 4 – 0 (рис.2.46). Такая схема ДУ используется в УПТ при работе на несимметричную нагрузку. Рис.2.47 Для сохранения в ДУ свойства подавления синфазного сигнала при несимметричном выходе целесообразно увеличивать значение R э, увеличивая глубину ООС. Однако, высокие требования к подавлению синфазной составляющей входного сигнала (60 ÷ 80 дБ) не могут быть обеспечены только увеличением резистора R э в эмиттерной цепи базовой схемы (рис.2.1) ДУ. Причиной этого является необходимость применения источников питания с неприемлемо высоким напряжением, для рекомендуемых режимов транзисторов по постоянному току. Коэффициент усиления синфазного сигнала ДУ с симметричным входом и несимметричным выходом Кс = U вых1 / U вх = U вых2 / U вх, U вх1 = U вх2 = U вх. Поскольку в ДУ действует ООС, то K c = h21э R / Rвх ос , (2.1) где R = R1 = R2 – cопротивление нагрузки каскада по переменному току, Rвх ос ≅ h11э + 2(1 + h21э ) Rэ , (2.2) входное сопротивление ДУ при одинаковых транзисторах в ДУ и синфазном воздействии при условии, что коэффициент усиления по току в схеме с ОЭ h12 = 0 и R н << R вых оэ ( h11э − входное сопротивление транзистора, включенного по схеме с ОЭ). 272 При противофазном входном воздействии (рис.2.46), когда |U вх1| = |U вх2|, а фазы противоположны, то баланс моста нарушается. Если, например, потенциал базы транзистора VT1 относительно корпуса увеличивается, то потенциал базы VT2 уменьшается. Это приводит к одинаковым по знаку, но противоположным по знаку изменениям коллекторных токов ΔI к1 и ΔI к2. Потенциалы коллекторов транзисторов VT1 и VT2 так же изменяются на равную величину: потенциал коллектора VT1 уменьшается, а VT2 – возрастает. Вследствие этого, между коллекторами транзисторов VT1 и VT2 возникает разность потенциалов, а соответственно – напряжение на выходе Uвых. Значение и полярность Uвых зависят только от значения и полярности напряжения Uвх. Поскольку изменения токов эмиттера соответствуют изменениям коллекторных токов (ΔI э1 = — ΔI э2), то они не создают на резисторе R э напряжения ООС, поэтому коэффициент усиления будет равен коэффициенту усиления по напряжению одного плеча ДУ без ООС, нагруженного на сопротивление Rн ≈ = R ⋅ 0,5 Rн /( R + 0,5 Rн ) , где R = R1 = R 2 . Тогда, в соответствие с выражением для коэффициента усиления резисторного каскада в области средних частот, K ДУ = U вых / U вх = h21э Rн ≈ / Rвх.оэ = h21э R ⋅ 0,5Rн /( R+ 0,5Rн ) Rвх.оэ (2.3) Входное сопротивление ДУ при противофазном входном сигнале RвхДУ = 2Rвх.оэ (2.4) Степень ослабления синфазного сигнала в ДУ оценивается коэффициентом ослабления kocc = K ДУ / К с = h21э Rэ / Rвх.оэ (2.5) Если rб ' << rэ (1 + h21э ) где rб ' − сопротивление базы , rэ = 25,6 / I э − сопротивление эмиттерного перехода , то kocc ≈ h21э Rэ /(1 + h21э )rэ ≈ Rэ / rэ (2.6) Cоотношение (2.6) показывает, что при выбранном режиме работы транзисторов, степень подавления синфазного сигнала определяется величиной сопротивления резистора Rэ. То есть при синфазном воздействии сильной помехи, например, пульсации напряжения источника питания, в выходном сигнале ее уровень будет значительно снижен (на глубину ООС, создаваемой Rэ). Включение ДУ в УПТ с несимметричным входом и выходом (рис.2.48, используется Uвых2), при этом вход транзистора VT2 (база) по переменному току может быть заземлен. Рис.2.48 При такой конфигурации схемы ДУ каскад на транзисторе VT1 является каскадом с разделенной нагрузкой, а каскад на транзисторе VT2 включен по схеме с ОБ. Если выход симметричный (снимается усиленное напряжение Uвых), то ДУ представляет собой инверсный каскад с эмиттерной связью; при этом каскад на VT1 представляет собой каскад с разделенной нагрузкой. Каскад на транзисторе VT2 является каскадом с ОБ. Напряжение ООС, действующее на Rэ , обусловлено разностью токов эмиттеров I э1 и I э2 вследствие асимметрии схемы ДУ, который оценивается коэффициентом асимметрии ν = ( I к1 − I к 2 ) / I к1 = 1 / S э Rэ (2.7) 273 Снижение асимметрии добиваются увеличением резистора Rэ, т.е. увеличением глубины ООС. Как видно из рассмотрения свойств ДУ, обычно входящего в УПТ, повышение стабильности показателей, снижение дрейфа, уменьшение асимметрии увеличивается с ростом сопротивления в цепи эмиттера, определяющего глубину ООС. Включение в цепь эмиттерной связи БТ, который по своим свойствам близок к идеальному генератору тока, обладающему бесконечно большим сопротивлением, позволяет значительно увеличить сопротивление ООС (генератор стабильного тока ГСТ, рис.2.3) . Реальное значение внутреннего сопротивления БТ составляет величину от 50 кОм до 100 кОм, что определяется наклоном выходных характеристик транзистора. При этом сопротивление БТ (Q2) по сигналу, определяемое его динамической нагрузкой (транзисторы Q1,Q3 в активном режиме) оказывается незначительным. Генератор стабильного тока по существу является стабилизированным по постоянному току каскадом, в котором транзистор Q2 включен по схеме с ОЭ. Делитель напряжения, состоящий из R3, R4 и диода D1, задает потенциал на базе транзистора Q2. Применение делителя в нижнем плече делителя напряжения обеспечивает температурную компенсацию. Разность потенциалов на диоде падает с ростом температуры точно так же, как разность потенциалов между базой и эмиттером. Такое включение диода и транзистора обеспечивает поддержание постоянного значения тока транзистора при изменении температуры. В ИМС роль диода играет точно такой же открытый переход база-эмиттер (рис.2.4), что приводит к идеальному отслеживанию температурных изменений; такую схему называют токовым зеркалом. На базе ДУ можно реализовать усилитель, управляемый напряжением. Поскольку коэффициент усиления ДУ определяется суммарным током эмиттеров (h21э), а при симметричном выходе, результирующие изменения напряжения покоя одинаковы на коллекторах обоих транзисторов, то можно управлять усилением ДУ, изменяя суммарный ток эмиттеров. В этом случае, изменяя напряжение на базе транзистора ГСТ (U упр), получаем сигнал на симметричном выходе ДУ пропорциональный произведению U вх1 и U упр. На этом принципе действует аналоговый перемножитель с изменяемой крутизной (схема Гильберта). 8 Список литературы 1. Амелин М.А., Амелина С.А. Программа схемотехнического моделирования MicroCap8. М.: Горячая линия -Телеком, 2007. – 464 с. 2. Усилительные устройства / под ред. Головина О.В. М.: Радио и связь, 1993. — 353 с. 3. Фриск В. В., Логвинов В. В. Основы теории цепей, основы схемотехники, радиоприемные устройства. Лабораторный практикум на персональном компьютере. – М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2008. – 608 с. 4. Павлов В.Г., Ногин В.Н. Схемотехника аналоговых электронных устройств. М.: Радио и связь, 1997. – 367 с. 5. Интегральные микросхемы: Справочник/ Б.В. Тарабрин, Л.Ф. Лунин и др.; Под ред Б.В. Тарабрина. – М.: Энергоатомиздат, 1985. – 528 с. 6.Транзисторы для аппаратуры широкого применения: Справочник/ К.М. Брежнева,Е.И.Гантман, и др., Под ред. Е.Л. Перельмана. – М.: РиС, 1992. — 656 с. 7. Разевиг В.Д. Применение программ P-CAD и PSpiсe для схемотехнического моделирования на ПЭВМ, в 4-х вып. М.: Радио и связь, 1992. 274 Лабораторная работа №4 ИССЛЕДОВАНИЕ УСИЛИТЕЛЯ НА ИМС С ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ 1 Цель работы Изучение свойств двухкаскадного резистивного усилителя, реализованного на интегральной микросхеме (ИМС) и, охваченного цепями внутренней или внешней, местной или общей, частотно — зависимой или частотно — независимой отрицательной обратной связью; исследование частотных характеристик усилителя при различных способах организации ОС с использованием системы схемотехнического моделирования МС9. 2 Задание 2.1 Расчетная часть Рассчитать глубину обратной связи в области средних частот, организованной в двухкаскадном усилителе на ИМС за счет цепи: 2.1.1 общей внешней частотно-независимой обратной связи; 2.1.2 местной внутренней частотно-независимой обратной связи во втором каскаде; 2.1.3 местной внутренней частотно-независимой обратной связи в первом каскаде; 2.1.4 общей внутренней частотно-независимой обратной связи; Вариант расчетной части задается преподавателем 2.2 Экспериментальная часть Для модели принципиальной схемы двухкаскадного усилителя, с выбранным вариантом организации цепи обратной связи, используя систему схемотехнического моделирования МС9: 2.2.1 определить режимы транзисторов по постоянному току; 2.2.2 рассчитать сквозную амплитудно-частотную характеристику усилителя; определить коэффициент усиления и нижнюю и верхнюю граничную частоту при М = 3 дБ; 2.2.3 оценить температурную стабильность коэффициента усиления; 2.2.4 исследовать свойства усилителя во временной области; 2.2.5 определить величину входного сопротивления усилителя; 2.2.6 исследовать устойчивость усилителя с общей обратной связью; определить глубину обратной связи. 3 Описание принципиальной схемы усилителя В зависимости от варианта организации обратной связи принципиальная схема двухкаскадного усилителя может выглядеть по-разному. В лабораторной работе будет исследоваться усилитель (рис.4.1), обладающий общей частотно-независимой обратной связью, когда роль цепи (обратной связи) ОС выполняет двухполюсник — резистор R9. 275 Рис.4.1 Микросхема К118УН1В, номера внешних выводов которой обозначены цифрами вне прямоугольника, ограничивающего компоненты внутренней структуры, содержит двухкаскадный усилитель с непосредственной связью между каскадами на транзисторах Q1 и Q2, включенных по схеме с ОЭ. Источник входного воздействия Gin (генератор гармонического сигнала) подключен на вход первого каскада через разделительный конденсатор С1. Резисторы R2 и R4 служат для снятия усиленного напряжения, цепочка R3С2 является развязывающим межкаскадным фильтром. Одновременно резистор R2 вместе с транзистором Q1 и резистор R5 выполняют функцию делителя, создающего напряжение смещения на транзисторе Q2. Поскольку напряжение на базе транзистора Q2 равно напряжению на коллекторе транзистора Q1, то исходная рабочая точка (РТ) транзистора Q1 задается по схеме питания транзистора фиксированным током базы, через резисторы R7 и R6. Резисторы R5 и R8 являются сопротивлениями отрицательной последовательной обратной связи по постоянному току, повышающей стабильность режимов работы транзисторов. Для изображенной схемы резистор R8 шунтирован конденсатором С6, исключающим (благодаря большой величине емкости) возникновение обратной связи по переменному току. Резистор R5 обеспечивает местную отрицательную последовательную ОС одновременно по постоянному и переменному току. Последовательное включение резисторов R6 и R7, кроме установления выбранного режима транзистора Q1 по постоянному току может также являться цепью общей ОС по сигналу (когда конденсаторы С5 и С6 не подключены к ”земле”). 4 Методические указания по выполнению работы 4.1 Машинное моделирование Ввод принципиальной схемы усилителя Перед выполнении п.2.2.1. следует загрузить систему схемотехнического проектирования МС9 и вызвать в главное окно (рис.4.2) принципиальную схему двухкаскадного усилителя (рис.4.1) нижних частот, находящийся в файле VУнчИМС.CIR. 276 Рис.4.2 Для этого необходимо выбрать режим (рис.4.2.1) основного меню (рис.4.2), в выпадающем окне выбрать файл C:\MC9DEMO\data\VУнчИМС2.1.CIR, вызвав его в основное окно редактора (рис.4.3). Рис.4.3 При отсутствии в списке указанного файла необходимо обратиться к схемному файлу, (рис.4.3.1) в окне схем. В диалоговом окне нажав на пиктограмму (рис.4.3.3) и, открыв ее, отыскать файл (рис.4.3.2) обратиться к папке VУнчИМС.CIR. В окне схем указаны основные команды и вспомогательные пиктограммы, позволяющие “ собирать” принципиальные или эквивалентные схемы устройств, для последующего анализа по постоянному току, во временной или частотной области и др. Возможности системы схемотехнического моделирования МС9, реализованные в МС8, и, подробно описанные в [1], расширены, дополнены примерами анализа аналоговых и цифровых схем и в некоторых случаях применена другая форма представления моделей компонентов. 277 Например, библиотека диодов, транзисторов, ОУ в отличие от МС8 теперь сформирована в текстовом файле (рис.4.3.4) в папке (рис.4.3.5). После загрузки файла C:\MC9DEMO\data\VУнчИМС.CIR, в центральном окне редактора должна появиться (рис.4.4) принципиальная схема усилителя (если она была ранее записана в эту папку). Рис.4.4 Следует убедиться в соответствии параметров компонентов вызванной схемы и, приведенных в описании. Если полученные методические материалы не содержат дискету с файлом принципиальной схемы усилителя, то ее следует ввести самостоятельно, выбрав режим FILE в меню главного окна (рис.4.2), которое представлено командами: File, Edit, Components, Windows, Options, Analysis , Help. Меню File служит для загрузки, создания и сохранения файлов схем, библиотек математических моделей компонентов схем и для вывода схем на принтер. При этом программа автоматически присваивает окну схем некоторый текущий номер (например, circuit1.CIR). Меню Edit служит для создания электрических схем, их редактирования, а также редактирования символов компонентов схем. Команда Components главного меню используется для добавления в создаваемую или редактируемую схему компонентов, в дополнение к содержащимся в каталоге МС9 (каталог содержит более 100 аналоговых и цифровых компонентов). Каталог команды 278 Components можно редактировать, создавая новые разделы иерархии и вводить в них новые компоненты (например, транзисторы отечественного производства). Меню команды Windows позволяет манипулировать открытыми окнами, обеспечивая доступ к редакторам МС9 и калькулятору. Меню Options используется для настройки параметров программы. Меню Analysis предлагает виды анализа введенной принципиальной схемы. Меню Help позволяет обратиться к встроенному файлу помощи и оценить, на предлагаемых примерах, возможности программы. Создание принципиальной схемы усилителя При отсутствии в папке (рис.4.3.3) принципиальной схемы исследуемого усилителя необходимо ввести компоненты принципиальной схемы, находясь в окне схем. Ввод резисторов Создание принципиальной схемы начинается с выбора курсором пиктограммы компонента принципиальной схемы на строке основных компонентов (рис.4.2) и нажатием ле(рис.4.3.6). вой кнопки мыши, например, резистора: Перемещение компонента на экране производится при нажатой левой кнопке, а при необходимости изменить положение компонента, щелкают правой кнопкой при нажатой левой кнопке. При отпускании левой кнопки местоположение компонента фиксируется и в окне (рис.4.3.7) ниспадающего меню (рис.4.5) появляется название компонента и предложение (рис.4.3.8) присвоить ему позиционное обозначение (например, R1) с возможностью указывать его на принципиальной схеме. PART — предлагаемое позиционное обозначение может быть изменено на любое другое при активизации указанной строки левой кнопкой мыши. Рис.4.5 RESISTANCE — величина компонента или его величина и температурный коэффициент (ТС) изменения сопротивления в модели резистора при изменении температуры. 279 Присвоенное компоненту название, позиционное обозначение и др. и величина будут изображаться в главном окне при вводе принципиальной схемы, если соответствующий параметр будет помечен галочкой SHOW в рамке Name или Value , соответственно. При вводе значения параметров допускается использование масштабных коэффициентов: Значение Префикс Степ.форма 6 10 MEG 10E+6 3 10 K 10E+3 -3 10 M 10E-3 -6 10 U 10E-6 -9 10 N 10E-9 -12 10 P 10E-12 -15 10 F 10E-15 Масштабный коэффициент может содержать и другие дополнительные символы, которые программа игнорирует. То есть величина емкости в 5 пФ может быть введена: 5 PF или 5 Р или 5Е-12. Дробные значения, например сопротивления 4,3 кОм, задаются как 4.3к. (рис.4.3.8а) (рис.4.5) так же можно В ниспадающем меню FREQ – вводить информацию о законе изменения сопротивления при изменении частоты (FREQ, используется при анализе только в частотной области). MODEL — ввести дополнительное нестандартное обозначение компонента (например, RMODEL), COST – коэффициент, отражающий стоимость резистора из общей стоимости узла (схемы, устройства). POWER — показать, какая часть мощности (например, 0,7) рассеивается на компоненте, от общей мощности, потребляемой узлом, в соответствие с документом на разработку устройства (техническим заданием), SHAPEGROUP – указывать массив условно графических обозначений (УГО), к которому принадлежит компонент (обычно принимается по умолчанию) и PACKADE — тип корпуса, из ранее введенного списка корпусов (типо-размеров). Последние из указанных параметров обычно используются в программе PCAD при разработке топологии печатной платы и оценке стоимости устройства (если это предполагается в задании). Подтверждением окончания ввода любого компонента является нажатие кнопки OK. Если какие-либо сведения введены неверно, то нажатие кнопки Cancel ,отменяет всю введенную информацию о компоненте. (рис.4.3.8а) позволяют: Другие активированные кнопки подменю (рис.4.3.9) — изменять размеры, цвет и шрифт комментариев, при описании атрибутов компонента (обычно применяется по умолчанию), (рис.4.3.10) — добавлять к перечню характеристик компонента (PART, RESISTANCE и др.) дополнительные характеристики по желанию пользователя, (рис.4.3.11) — удалять любую из приведенных характеристик (активируется при размещении курсора не какую-либо строку характеристик в окне компонента), (рис.4.3.12) — отображать в диалоговом режиме способ получения заданного значения ,например, величины сопротивления резистора (принимается по умолчанию). (рис.4.3.13) — выводить на экран монитора УГО компонента, (рис.4.3.14) — переход в файл помощи (комментарии к описанию компонентов и их характеристик в подменю (рис.4.3.8а)). (рис.4.3.15) — переход в главное меню файла помощи, 280 (рис.4.3.16) — отображать в открывающемся диалоговом окне возможность получения выбранной величины, например, величины сопротивления резистора, как эталонного. Строка, с помеченными позициями, обеспечивает (рис.4.3.17) указывает на вывод на экран дисплея значений токов, мощностей и температуры, при которых они получены. При этом существует возможность коррекции цвета надписей, выводимых на экран. Выбор других режимов позволит помечать точкой концы, вводимого в схеме компонента, присваивать им названия или номера. Активизация (по умолчанию) режима (рис.4.3.18) — реализует возможность включения в процесс моделирования выбранного компонента, (рис.4.3.19) — обеспечивает подсветку компонента Ввод параметров модели транзистора (рис.4.3.20) на второй Транзистор типа NPN, который выбирается пиктограммой строчке главного меню, устанавливается в схему, как описывалось ранее для резистора, и затем, на ниспадающем меню NPN:NPN Transistor (рис.4.6), выбираются: PART – позиционное обозначение компонента (Q1), VALUE — характеристика, определяющая его активный режим (может пропускаться), MODEL – используемый транзистор — КТ155. Рис.4.6 Если параметры транзистора были ранее введены в библиотеку, то программа обращается к файлу (рис.4.3.21) и они высвечиваются в окнах параметров транзистора. При отсутствии в списке, предлагаемом в активированном окне справа, транзистора КТ155, параметры модели транзистора [5] необходимо ввести в подсвеченных окнах 281 (рис.4.3.21), вместо параметров, представленных в окнах, предварительно нажав кнопку New (рис.4.6): Остальные параметры модели транзистора: COST, POWER, SHAPEGROUPE, PACAGE по своему значению соответствуют позициям, представленным в подменю (рис.4.3.8а), и обычно принимаются по умолчанию. Ввод источника гармонического сигнала Для ввода источника гармонического сигнала необходимо, находясь в окне схем (рис.4.7) последовательно активизировать меню Component → Analog Primitives → Waveform Sources → Sine Source. Рис.4.7 В последующем, при работе с этим файлом и повторном обращении к меню Component на закладке Analog Primitives появляется укороченный список компонентов, применявшихся ранее. (рис.4.7.1), описываем модель генератора гарНаходясь в подменю монических сигналов, присваивая обозначение PART V3 и тип модели MODEL Gin. Параметры модели F,A,DC и т.д. вводятся в соответствие с рис.4.7. Список компонентов заносится в текстовый файл после активизации строки MODEL, нажатия кнопки (рис.4.7.2), присвоения названия модели генератора синусоидальных сигналов на выпа(рис.4.7.1) и заполнения окошек, определяющих парадающем меню метры генератора. Параметры генератора задают, указывая в окне F — значение частоты генератора гармонических сигналов (в герцах, используется только при анализе во временной области), А — величину амплитуды сигнала (в вольтах, используется только при анализе во временной области), DC — значение постоянной составляющей (в вольтах), PH — значение начальной фазы сигнала (в градусах) , RS — величину внутреннего сопротивления источника сигналов (в Омах), 282 RP — период повторения моделируемого процесса (если процесс затухающий, при указанной величине постоянной времени TAU, сек.), TAU – постоянная времени затухания переходного процесса. Если параметры генератора были ранее введены, и хранились в текстовом файле (рис.4.7.3), то требуемый генератор выбирают активизацией соответствующей строки в правом окне подменю (рис.4.7.1). Ввод батареи источника питания Питание схемы ДУ осуществляется от источника ЭДС V4. Величина напряжения источника питания принимается равной 12.6 В. Подключение источника питания (батареи) в схему, как любого другого компонента, происходит после выбора его пиктограммы (рис.4.7.4) в строке главного меню и задания параметров (рис.4.8). Рис.4.8 Ввод соединительных линий Соединительные линии между элементами схемы “прочерчивают”, используя кнопку ввода ортогональных проводников Wire Mode (изображение линии) на панели инструментов (рис.4.2). Удаление (коррекция) компонентов принципиальной схемы При необходимости коррекции некоторых элементов принципиальной схемы вначале удаляют соответствующий элемент (компонент, линию ), нажав левой кнопкой мыши (рис.4.7.5)-“изменение режима “окна главного меню, активизировав режим стрелку (Select Mode) редактирования элементов или компонентов схемы (рис.4.4). Затем, поведя курсор к компоненту, нажать левую кнопку мыши. При этом подсвечивается, обычно зеленым цветом, компонент или соответствующий текст на принципиальной схеме и затем, (рис.4.7.6)CUT и удаляют необходимые войдя в меню EDIT, выбирают пиктограмму атрибуты. Возникающие трудности при удалении элементов или вводе новых устраняются обращении к программе HELP главного меню. 283 4.2.1 Режимы работы транзисторов по постоянному току (п.2.2.1) Закончив ввод компонентов принципиальной схемы и, проверив их значение, которое должно соответствовать значениям, указанным на рис.4.4, нажатием на пиктограмму (рис.4.7.7)Node Numbers (номера узлов) в окне схем, расставляют номере узлов в исследуемой схеме. Узлы, на которые подаются или с которых снимаются напряжения, запоминают или записывают их, и переходят в режим анализа усилителя по постоянному току, последовательно выполнив Analysis → Dynamic DC…→ OK. На выпадающем подменю (рис.4.7.8) (рис.4.9) Токи в ветвях Напряжения в узлах Рис.4.9 активирована пиктограмма (рис.4.7.9) «Напряжения в узлах», что позволяет рассчитывать напряжения для выбранной в строке (рис.4.7.10) температуры 27оС (или списка значений). Выбор режима Place Text (установка метки) позволяет отображать на экране монитора, одновременно с величиной напряжения в узлах, значения температуры, при которой они определены. Когда, как показано на рис.4.9 активированы пиктограммы (рис.4.7.11), в окне схем появляется табличка с условиями анализа, например, (рис.4.7.12)- результаты анализа схемы на постоянном токе, для температуры 27оС и отображением постоянных напряжений в узлах с сохранением, присвоенных программой, позиционных обозначений компонентов. Для получения значений постоянных токов в цепях принципиальной схемы (рис.4.1) необходимо повторно нажать на пиктограмму (рис.4.7.13) (рис.4.9) и активизировать пиктограмму (рис.4.7.13а)- , (рис.4.7.14) позволяет выводить на экран значения токи в ветвях. Активизация кнопки мощности постоянной составляющей, выделяющейся на резисторах. Цифровое значение в (рис.4.7.15), указывает чиспроцентах, в окне строки ло процентов изменения величины резистора или источника от номинального значения при нажатии на клавиатуре кнопки Up Arrow или Down Arrow. Это происходит при условии предварительной активизации выбранного компонента (активирована пиктограмма (рис.4.7.5)- “изменение режима “ в окне схем). Убедитесь в соответствии режимов транзисторов Q1, Q2, указанных на рис.4.10, и рассчитанных, а при необходимости проведите коррекцию 284 а) б) Рис.4.10 Как видно из рис.4.10, исходные РТ транзисторов Q1 и Q2 различаются, что указывает на отличие усилительных свойств каскадов. Значения напряжений в узлах и токов в ветвях анализируемой Вами схемы должны быть равны значениям, приведенным на рис. 4.10. Отсутствия соответствия режимов по постоянному току, собранной схемы, приведенным на рис.4.10, указывает на необходимость проверки значений введенных компонентов и параметров модели транзисторов и их коррекции. 285 4.2.2 Расчет сквозной АЧХ усилителя (п.2.2.2) Исследование свойств усилителя, охваченного общей ООС, в частотной области проводится при воздействии на его входе гармонического сигнала. Модель источника гармонического сигнала выбирается последовательным вводом команд в окне схем Component → Analog Primitives → Waveform Sources → Sine Source с последующим заданием его параметров (рис.4.11). Рис.4.11 Анализ частотных свойств оконечного каскада обеспечивают последовательным выполнением команд: Analysis → AC…→ AC Analysis Limits → Run, в окне схем (рис. 4.12). Рис.4.12 На выпадающем подменю (рис.4.7.16) указываем параметры анализа (рис.4.13) Frequency range — значения верхней и нижней границы частотного интервала и способом определения верхней частоты подинтервала. При линейном законе разбиения частотного интервала (рис.4.7.17) число подинтервалов определяется строкой Number of Points. Используя 286 Рис.4.13 линейку прокрутки можно установить автоматический выбор шага, определяемый точностью интегрирования в процентах на каждом шаге интегрирования (указывается в строке Maximum Change %), Number of Points — количество точек в заданном частотном интервале, в котором производится расчет частотных характеристик и полученные значения (рис.4.7.18)), выводятся в форме таблицы (если активирована кнопка Теmperature–диапазон изменения температур (может задаваться одно значение, при которой проводится анализ), Maximum Change %–максимально допустимое приращение функции на интервале шага по частоте (учитывается только при автоматическом выборе шага– активизация процедуры Auto Scale Ranges), Noise Input–имя источника шума, подключенного ко входу усилителя, Noise Output–номер (а) выходных зажимов, где вычисляется спектральная плотность напряжения шума, Run Options–определяет способ хранения полученных результатов: Normal- результаты расчетов не сохраняются, Save — результаты сохраняются на жестком диске, Retrieve–использование результатов расчета, хранящегося на жестком диске, для вывода на экран монитора, State Variables – задание начальных условий интегрирования На экран монитора, в соответствии с рис.4.13, выводится частотная зависимость коэффициента усиления по напряжению (Plot 1, YExpression) в узле 11. Область частот (XExpression -F), в которой проводится анализ, определяется форматом: максимальное значение выводимой переменной, ее минимальное значение и шаг сетки значений. Аналогично задаются условия при выводе на экран монитора значений коэффициента усиления. Характер изменения значений по осям – линейный, что выбирается нажатием двух левых крайних кнопок (рис.4.7.19) в каждой строке выводимых значений. Вход в режим анализа частотных свойств ДУ производится нажатием кнопки (рис.4.7.20). (Замечание: обратите внимание на номера узлов, в соответствии с определением коэффициента усиления, и укажите их, учитывая реальную нумерацию узлов Вашей схемы). На графике АЧХ усилителя по напряжению определите максимальный коэффициент усиления по напряжению на средней частоте К. Для этого на нижней строке окна резуль(рис.4.7.21) (Peak). татов активизируйте пиктограмму На полученном графике результатов анализа определите граничные частоты полосы пропускания усилителя по напряжению и по ЭДС (f нч, f вч,) для величины линейных искажений М = М* = 2 или 3 дБ при температуре окружающей среды 27оС (рис.4.13). Для этого необходимо активизировать пиктограмму пиктограмму (рис.4.7.21) (Peak), а затем нажать на (рис.4.7.22) (Go To Y) и на выпадающем подменю 287 (рис.4.7.23) (рис.4.14) в окне вующее уровню меньше в 2 раз К (рис.4.7.24) указать значение, соответстср и поочередно нажав на кнопки (рис.4.7.25), (рис.4.7.26)получить значения, соответствующие, например f нч и Повторите указанную последовательность действий для определения расчета АЧХ f вч. по ЭДС и результаты моделирования занесите в таблицу 1 или 2. Таблица 1 Параметры усилителя на ИМС, не охваченного ООС К ср f вч, К *ср, f *нч f *вч, ΔК/К Rвх, к г, f нч, Rвых, Гц Гц Гц Ом Ом Гц % t= 270C t= -400 C t= 700 C Таблица 2 Параметры усилителя на ИМС, охваченного ООС К ср f вч, К *ср, f *нч f *вч, ΔК/К f нч, Rвх, Гц Гц Гц Ом Гц Rвых, Ом Rн β, Ом к г, % t= 270C t= -400 C t= 700 C Отключите цепь обратной связи (рис.4.14) и повторите моделирование для усилителя без обратной связи, предварительно изменив вид выражения в столбце YExpression и пределы выводимых на экран значений YRange, что обусловлено изменением нумерации узлов и значения коэффициента усиления усилителя. 288 Рис.4.14 Оцените значения коэффициента усиления и граничных частот f нч и f вч (рис.4.15). Рис.4.15 Результаты расчета занесите в таблицу 1. Повторите расчеты для К* исследуемой схемы, а результаты занесите в таблицу 1. Примечание: Общую ООС можно исключить, не изменяя вид схемы (рис.4.10), лишь варьируя вели- чиной резистора R9 и, используя режим Analysis Limits (рис.4.16) (рис.4.8.1) (рис.4.17), в подменю AC 289 Рис.4.16 Находясь в подменю AC Analysis Limits, нажатием на кнопку (рис.4.8.1) активизируем режим вариации коэффициента передачи цепи общей ООС (изменением величины R9). Выбор изменяемого компонента осуществляется с помощью линейки прокрутки в строке (рис.4.8.3) (рис.4.17,а) a) б) Рис.4.17 290 Указав, что изменение величины резистора R9 будет происходить (рис.4.17,б) от значения R9 = 4 кОм ( ( кой ) (рис.4.8.4) до величины 1,004 Мом ( ) (рис.4.8.6) в 1 МГц, подтверждаем режим вариации параметра, помечая точ(рис.4.8.7), в рамке (рис.4.8.8). Метод изменения параметра выбирается линейным ческий мечается, ) (рис.4.8.5) с шагом (рис.4.8.9), хотя возможен или логарифми- (рис.4.8.10), или в соответствии со списком что варьироваться будет та (рис.4.8.11). В рамке попараметр компонен- (рис.4.8.12), а не модели или индекс компонента. (рис.4.8.13) указываетВ рамке ся способ изменения компонента (шаг определяется отдельно для каждого цикла, независимо), или одновременно для всех вложенных циклов (помечается точкой другой вариант). Нажатие кнопки (рис.4.8.14) в нижней строке подменю (рис.4.8.1) позволяют проводить изменение всех компонентов (моделей, индексов) или исключить варьирование всех указанных в подменю величин жатие на кнопку (рис.4.8.15). На- (рис.4.8.16) определяет варьирование помеченных величин по умолчанию (описанными для каждой законом). Кнопка (рис.4.8.17) опре- деляет момент перехода в режим варьирования параметров, а кнопка (рис.4.8.18) — отказ от всех указаний на какие-либо изменения величин, описанных в окне схем. Кнопка (рис.4.8.19) позволяет обращаться к файлу помощи из под- меню (рис.4.8.1). Результаты, полученные для режима с, приведенными на рис.4.17,б указаниями, приведены на рис.4.18. (рис.4.8.1), Проделайте аналогичные расчеты для сквозного коэффициента усиления. Результаты внесите в табл. 1 или 2 4.2.3 Температурная нестабильность коэффициента усиления Воздействие температуры на коэффициент усиления усилителя на ИМС, охваченного общей ООС, проведем, используя принципиальную схему (рис.4.10), в частотной области. Для этого, последовательно выполнив команды: Analysis → AC…→ AC Analysis Limits, войдем в подменю (рис.4.19) Как видно, из сравнения с рис. 4.16, в строке (рис.4.8.20) изменен закон изменения температуры (используя линейку прокрутки) на список значений, что позволяет оценивать нестабильность коэффициента усиления усилителя при наличии обратной или без обратной связи, в диапазоне температур (список задается самостоятельно). При этом режим (рис.4.8.1) для резистора R9 сохраняется и это позволяет получать два семейства кривых (рис.4.20) 291 Рис.4.18 Рис.4.19 Используя полученные семейства кривых для усилителя с ООС и без ООС, вычислим величину изменения коэффициента усиления ΔK ОС и ΔK БОС для каждого из них при температуре t = — 400C и при t = 700C. Для этого, находясь в меню результатов, нажать на пиктограмму определения максимального значения АЧХ 292 (рис.4.7.21) (Peak). Затем, войдя в подменю (рис.4.8.21), нажатием на пиктограмму (рис.4.8.22) (Go To Branch) в меню результатов, выбрать с помощью линейки прокрутки значение температуры (- 40) и величину сопротивления обратной связи R9 = 4000 Ом. При этом красным цветом выделяется кривая, соответствующая выбранным значени(рис.4.7.25) курсор ям температуры и величине R9. При нажатии на кнопку покажет максимальное значение на выбранной АЧХ. Установив с помощью линейки прокрутки новое значение сопротивления R9 = 1, 004 МОм, и затем, нажав последовательно (рис.4.7.26)на (рис.4.8.22а) и (рис.4.7.21)в подменю результатов, получим максимальное значение на кривой АЧХ без ООС при температуре t = — 40 0C. Подобным образом вычисляются максимальные значения коэффициентов усиления при температуре t = 700С и затем определяется их разность Вычислив отношение ΔK OC = K t = 70 0 − K t = −40 0 (аналогично определяется ΔK БОС ). ΔK OC / K OC и ΔK БOC / K БOC , где K OC и K БОС — значения коэффициентов усиления на средней частоте при нормальной температуре (табл. 1), полученные значения относительной нестабильности занесите в табл.1 или 2. Рис.4.20 4.2.4 Исследование свойств усилителя во временной области (п.2.2.4) Исследование параметров усилителя, охваченного внешней ООС (рис.4.10), во временной области проводится при обеспечении на его выходе напряжения амплитудой один вольт. Неискаженная форма выходного напряжения достигается постепенным уменьшением ам(рис.4.8.1) или подбором плитуды входного сигнала с помощью процедуры амплитуды входного сигнала, заданного в подменю Sine Source (Gin, рис.4.11), при которой отсутствует ограничение (сверху и снизу) и заданная амплитуда выходного сигнала (1 В). Изменить значение амплитуды источника сигнала, например, можно выбрав в окне 293 (рис.4.8.23а) (на нижней строке окна) и скорректировать значение схем закладку амплитуды. Вход в режим анализа во временной области осуществляется последовательным выполнением команд: Analysis → Transient→ Transient Analysis Limits → Run. В подменю Transient Analysis Limits задаются пределы и условия анализа, а также перечень выводимых на экран монитора кривых (рис.4.21) Рис.4.21 Значения пределов анализа и исходные условия, вид кривых, выводимых на экран мони(рис.4.8.23) (рис. 4.21) тора, описаны в подменю Кнопки на верхней строке означают: (рис.4.8.24) -добавление строки, в перечень выводимых на экран монитора, содержание которой определяется положением курсора перед нажатием кнопки, (рис.4.8.25) — удаление строки, выводимых на экран монитора результатов, номер которой определяется положением курсора перед нажатием кнопки, (рис.4.8.26) — ввод дополнительной информации в окно, определяемое положением курсора, (рис.4.8.1) — подменю, реализующее пошаговое изменение параметров компонентов принципиальной схемы по закону, определяемому свойствами подменю (рис.4.8.28) — подменю “свойства” описывающее возможности, предоставляемые МС9 при 294 анализе во временной области (изменение перечня выводимых кривых, цвета, расчет спектральных характеристик любой из выводимых зависимостей и др.) (рис.4.8.19) — файл помощи. Окно (рис.4.8.30) определяет пределы временного анализа; задается в формате: верхняя граница, нижняя границ, шаг разбиения всего интервала анализа (можно задавать только верхний предел, что означает наличие только верхней границы анализа, например, t = 1 мсек, с нижней границей t =0), (рис.4.8.31)- максимальный шаг разбиения заданного интервала анализа. Система МС9 выбирает наибольший интервал интегрирования, ограниченный лишь точностью, составляющей по умолчанию 0,01 на каждом интервале, (рис.4.8.32)- число точек выводимых на печать (вместо изображения кривой на экране монитора) при активизации пиктограммы строке, (рис.4.7.18)в соответствующей (рис.4.8.33)- указывается температура, при которой проводится анализ, или список температур, или закон ее изменения, (рис.4.8.34)- указывает число повторений вывода на экран монитора результатов расчета, ранее сохраненных, при выборе в окне (рис.4.8.35) (варианты расчета) с помощью линейки прокрутки опции Retrieve (восстановление) (рис.4.8.36)- выбор с помощью линейки прокрутки способа (рис.4.8.37)Normal – обычный, когда представления результатов анализа результаты расчета выводятся на экран монитора без сохранения их на диске, Save – сохранение, результаты не выводятся на экран, а записываются на диске, Retrieve – восстановление, когда результаты расчета, записанные ранее на диске выводятся на экран, как полученные при моделировании, (рис.4.8.38)- начальные значения переменных, используемых при моделировании, (рис.4.8.39)выбор строки предполагает использование в качестве начальных значений переменных (рис.4.8.40) — нулевые (наиболее часто используемый вариант), (рис.4.8.41) — считывать ранее записанные значения, (рис.4.8.42) — однократно использовать текущие значения, (рис.4.8.43) — расчет проводится количество раз, указанное в строке (рис.4.8.44). В качестве начальных значений используются, рассчитанные по постоянному току, перед первым анализом во временной области. (рис.4.8.45) — расчет режимов АЭ в рабочей точке по постоянному току, 295 (рис.4.8.46) — проводится только расчет по постоянному току (если помечается), (рис.4.8.47) — автоматический выбор пределов для результатов, представляемых на экране монитора (если помечена строка), (рис.4.8.48) — накапливает результаты моделирования (кривые, графики) редактируемой схемы (если помечена строка). Результаты моделирования могут быть представлены на одной или нескольких страни(рис.4.8.49), если есть указание в этой колонке. цах (рис.4.8.50) — указывает номер рисунков, которые могут быть помещены в одну систему координат при совпадении номера. Пределы представления кривых выбираются из числа наибольших, для выводимых зависимостей. (рис.4.8.51) — выражение или обозначение переменной по оси абсцисс, - (рис.4.8.52) выражение или обозначение выводимой переменной по оси ординат, (рис.4.8.53) — пределы изменения аргумента на экране монитора по оси абсцисс, (рис.4.8.54) — пределы изменения функции на экране монитора по оси ординат. Крайние слева пиктограммы (рис.4.7.19) в каждой строке результатов позволяют выбирать способ изменения аргумента и функции в каждой системе координат, например, линейный по оси абсцисс и линейный по оси ординат. Нажатие на пиктограмму (рис.4.8.55) предоставляют возможность выбора цвета кривой, выводимой на экран. Как видно из рис.4.21, на экран выводится форма напряжения в узле V(11), а также спектр сигнала на выходе усилителя (Harm (V11)). Рассчитанные зависимости представлены на рис.4.22. Рис.4.22 Используя метод двух курсоров, определите амплитуду на выходе усилителя с ООС и при необходимости (если ее значение не равно одному вольту) измените напряжение ис296 точника входного сигнала. Рассчитанные значения входного сопротивления усилителя и сопротивление нагрузки цепи ООС внесите в табл.2. Переведя нажатием на обозначение выводимой на график кривой (Harm (V11)) курсор в нижнюю систему координат и, используя процедуру определения максимального значения (рис.4.7.21) (Peak), определите коэффициент гармоник кг (%). Результаты внесите в таблицу 2. Повторите проделанные вычисления (начиная с установления амплитуды напряжения на нагрузке в один вольт) для усилителя не охваченного общей ООС. Результаты также внесите в таблицу 1. 4.2.5 Входное сопротивление усилителя, сопротивление нагрузки цепи ООС (п.2.2.4) Входное сопротивление усилителя рассчитываем косвенным способом (рис.4.23) при анализе схемы во временной области. Рис.4.23 Последовательно выполнив команды Analysis → Transient→ Transient Analysis Limits, задаем пределы анализа указание о выводе на экран монитора формы напряжения в узле 3 и тока, протекающего через резистор R1 (рис.4.24) Используя метод двух курсоров, вычисляем максимальное (рис.4.7.21) (Peak) и (рис.4.8.56) (Valley) каждой кривой и определяем амплитуды напряжеминимальное ния в узле 3 и тока через резистор R1. Величину входного сопротивления усилителя, охваченного общей ООС Rвх ос, вносим в таблицу 2. Эксперимент повторите для случая отсутствия ООС (рис.4.14) и величину Rвх бос внесите в таблицу.1 Для определения сопротивления нагрузки Rн β цепи обратной связи [β] необходимо повторить проделанный эксперимент, проведя коррекцию пределов анализа (рис.4.25) Результаты вычисления внесите в таблицу 2 Выходное сопротивление усилителя на ИМС определяем по изменению амплитуды выходного напряжения при изменении сопротивления нагрузки R10. Для этого используют режим (рис.4.8.1) (рис.4.26,б). 297 Рис.4.24 Рис.4.25 a) 298 б) Рис.4.26 Для условий анализа, определяемых в подменю Transient Analysis Limits, вычисляем амплитуду выходного напряжения (U1) при сопротивлении нагрузки R1 (R10 = 510 Ом), используя временные зависимости (рис.4.27), методом двух курсоров. Рис.4 27 Выбор анализируемой кривой осуществляется входом в подменю (рис.4.8.22) (Go To Branch) окна результатов. Выбрав с помощью линейки прокрутки величину сопротивления R10 (g1= 1/510 См) ( ) (рис.4.8.57) и, нажав кнопку (рис.4.8.50) (рис.4.7.25), а затем последовательно (рис.4.7.21) (Peak) и (рис.4.8.56) (Valley), вычисляем U1. Установив R10 = 810 Ом (g2 = 1/810 См) и, нажав на (рис.4.7.25), получаем подсвеченную красным цветом кривую, соответствующую этому значению сопротивления. Вычисляем амплитуду U2. Значение выходной проводимости получаем, используя выражение g 2 ⋅ U 2 − g1 ⋅ U 1 g вых = . U1 − U 2 299 Значение выходного сопротивления усилителя без общей ООС и, при введенной ООС, вносим в таблицу 1 и таблицу 2. 4.2.6 Устойчивость усилителя с общей обратной связью (2.2.5) Оценку устойчивости усилителя, охваченного внешней обратной связью, проводим с использованием критерия Найквиста. Для чего размыкаем петлю обратной связи и разомкнутый конец нагружаем сопротивлением (рис.4.28), равным величине сопротивления в точке разрыва (рис.4.23, узел 8) до размыкания Рис.4.28 Для величины сопротивления R11, рассчитанного в п. 4.7, и пределов анализа, указанных в в частотной области: (рис.4.7.16) (рис.4.29), проводим анализ свойств усилителя Рис.4.29 получаем АЧХ (модуль петлевого усиления Т) в логарифмическом масштабе и ФЧХ (фазовый сдвиг петлевого усиления Т) в градусах (рис.4.30) 300 Рис.4.30 Используя полученные кривые, оцените запас устойчивости по модулю (Т зап) и фазе (φ зап), и результат занесите в табл.2. Обозначив в столбце Р (Plot) любой цифрой последнюю строку в подменю (рис.4.7.16) (рис.4.29), удалив цифры в предыдущих строках (1 и 2), выведем на экран монитора (рис. 4.31) годограф Найквиста. Рис.4.31 На экране представляется зависимость мнимой части возвратного отношения Т от действительной, называемой годографом Найквиста. Используя годограф, сделайте вывод об устойчивости усилителя. 301 Принципиальные схемы усилителя при других способах организации ООС Свойства усилителя на ИМС, обладающего внутренней ООС во втором каскаде, анализируют с использованием схемы (рис.4.32) Рис.4.32 Похожая схема используется, при анализе свойств в частотной и временной областях, усилителя с местной ООС в первом каскаде (рис.4.33) Рис.4.33 302 Методика анализа усилителей на ИМС, обладающих местной ООС, не отличается от используемой ранее. Применение компьютерного моделирования позволяет оценивать устойчивость усилителя, обладающего другими вариантами организации ОС, выделяя интересующий участок ИМС в соответствии с заданием (п.п.2.1.2 – 2.1.5). 5 Содержание отчета Отчет должен содержать: • наименование и цель работы; • исследуемую принципиальную схему; • заполненные таблицы 1 и 2; • рассчитанные значения запаса устойчивости по амплитуде и фазе; • краткие выводы. 6 Контрольные вопросы 1. Изобразите структурную схему усилителя, охваченного последовательной ОС по напряжению. 2. Изобразите принципиальную схему исследуемого усилителя, охваченного общей частотно-зависимой ОС. 3. Назовите вид ОС, используемый в исследуемой схеме, и докажите справедливость сделанного выбора. 4. Изобразите принципиальную схему эмиттерного повторителя на биполярном транзисторе n-p-n типа, докажите существование ОС и назовите ее вид. 5. Изобразите схему каскада на ОУ, охваченного параллельной ОС по напряжению. 6. Как влияет отрицательная ОС на основные технические показатели усилителя? 7. Что такое «глубина ОС» и от чего она зависит? 8. Изобразите годограф Найквиста усилителя, являющегося устойчивым. 9. Назовите приемы, используемые при реализации усилителя, обеспечивающие его устойчивость. 10. Какими компонентами определяется коэффициент усиления каскада, охваченного глубокой последовательной ООС по напряжению? 7 Краткие теоретические сведения 7.1 Обратная связь и способы ее организации Понятие «обратная связь» получило широкое распространение в самых различных сферах: социальной, экономической, биологической, технической и др. В радиотехнических цепях обратная связь используется для улучшения характеристик различных устройств (например, линеаризации усилителей, стабилизации режима их работы и др.), для реализации автоколебательных режимов системы (электронные автогенераторы), для регистрации состояния активного элемента («запоминание» сигналов с целью их накопления). Обратной называется связь, при которой часть мощности сигнала с выхода радиоэлектронной схемы передается на вход. Различают два вида обратной связи: отрицательную и положительную обратную связь. Обратная связь называется отрицательной, если ее введение вызывает противодействие всякому внешнему воздействию на систему, приводя ее в первоначальное состояние. Обратная связь, поддерживающая внешнее воздействие и приводящая к тому, что система стремится удалиться от первоначального состояния, называется положительной обратной связью. 303 Чаще всего обратная связь создается применением внешней цепи, связывающей вход и выход системы. Применение активных элементов, обладающих в статическом или динамическом режиме вольтамперной характеристикой n – (туннельный диод) или S – типа (диод Ганна) с отрицательной крутизной, создает внутреннюю обратную связь, обусловленную физическими принципами работы прибора. В этом случае, обычно эти приборы применяются в СВЧ диапазоне, цепи внешней обратной связи отсутствуют. Рассмотрим общие положения теории линейных активных систем, охваченных внешней ОС, и вопросы устойчивости этих систем. В усилительных устройствах (рис.4.34) обратная связь (ОС) применяется для уменьшения искажений (линейных и нелинейных) повышения стабильности усиления и режимов работы активных элементов (АЭ). Рис.4.34 На схеме введены обозначения: • E - комплексная амплитуда синусоидального напряжения на входе усилителя; K ( jω ) комплексный коэффициент передачи усилителя, не охваченного ОС; β ( jω ) - комплекс• ный коэффициент передачи четырехполюсника ОС; U - комплексная амплитуда напряжения на выходе усилителя с ОС; U oc - комплексная амплитуда напряжения на выходе цепи ОС. Считаем, что усилитель без ОС является линейным устройством, пропускающим сигнал только со входа на выход (от источника в нагрузку), обладает комплексным коэффициентом передачи K ( jω ) , являющегося коэффициентом усиления прямой цепи. Четырехполюсник ОС может быть либо пассивным (в том числе частотно-зависимым), либо активным. Для упрощения анализа будем считать, что четырехполюсник ОС с коэффициентом передачи β ( jω ) , передает часть мощности (напряжения или тока) только с выхода усилителя на его вход. Организация обратной связи существенно изменяет свойства усилителя. При условии воздействия на входе гармонического сигнала, коэффициент усиления (коэффициент передачи, передаточная функция) усилителя с ОС • K oc ( jω ) = U (4.1) • E Напряжение на выходе четырехполюсника обратной связи • U oc = U β ( jω ) . (4.2) • Напряжение на входе усилителя с ОС равно сумме входного напряжения E и напряжения обратной связи U oc . При этом напряжение на выходе усилителя с ОС 304 • • • • U = K ( jω )( E + U oc ) = K ( jω )( E + β ( jω )U ) (4.3) • Решая уравнение относительно U , получаем • • K ( jω ) (4.4) E , U= 1 − K ( j ω ) β ( jω ) откуда следует, что коэффициент усиления усилителя, охваченного обратной связью, определяется • K oc ( jω ) = U = K ( jω ) 1 − K ( j ω ) β ( jω ) . (4.5) E Это выражение является основным для усилителей с обратной связью, а K oc ( jω ) называют иногда передаточной функцией замкнутой системы. Произведение jϕ K ( j ω ) β ( j ω ) = K e jϕ к ⋅ β e β = K п (4.6) • называют коэффициентом петлевого усиления. Вместе с коэффициентом петлевого усиления используется понятие возвратного отношения T = −K п (4.7) Соотношение F =1+ T =1− Kп (4.8) называют возвратной разностью, а ее модуль — глубиной обратной связи. Используя принятые обозначения, соотношение (4.5) можно представить K K K K K oc = = = = . (4.9) 1+ K β 1+ T 1− Kп F По знаку действительного значения петлевого усиления Т или коэффициента петлевого усиления Кп определяют знак обратной связи: если коэффициент петлевого усиления положителен (Т>0), то в усилителе существует положительная ОC (ПОС), если отрицателен (T<0), то ОС отрицательная (ООC). Положительная обратная связь в усилителях применяется весьма редко. Основным практическим приемом определения знака ОС в области рабочих частот является сравнение фаз напряжений, поступившего на вход усилителя (каскада) от источника сигнала и по цепи обратной связи. Если фазы этих напряжений совпадают — ПОС, если противоположны – ООС. Следует заметить, что соотношения (4.1) — (4.5) получены для идеального источника сигнала (нулевое собственное сопротивление) и усилителя без обратной связи с бесконечным входным сопротивлением. Для реальных усилителей, представляющих собой цепочку усилительных каскадов, необходимо учитывать реальные значения входных и выходных сопротивлений, особенно при использовании в качестве АЭ биполярных транзисторов, включенных по схеме с ОЭ. Каждый из усилительных каскадов или одновременно несколько могут быть охвачены местной ОС (рис.4.35). Когда петля ОС охватывает весь усилитель, то говорят об общей ОС. Рис.4.35 305 Если обратная связь исчезает при выключении любого из каскадов, которые она охватывает, то говорят об однопетлевой ОС. Если обратная связь, охватывающая несколько каскадов сохраняется при выключении по крайней мере одного из них, то говорят о многопетлевой (многоканальной) обратной связи. Цепь ОС любого типа предполагает подключение ее каким-либо образом к входу усилителя и его выходу. По способу ввода мощности обратной связи по отношению к входным зажимам усилителя (каскада) без ОС (1-1) различают: последовательную (рис.4.36а), параллельную (рис.4.36б) и комбинированную обратную связь (рис.4.36в). Для последовательной обратной связи, напряжение на входе усилителя, охваченного обратной связью, определяется соотношением: • • • U вх = U11 + U oc . При параллельной ОС напряжение на входе усилителя с обратной связью • • • U вх = U11 = U oc , т.к. входные зажимы усилителя (Uвх) с ОС, включены параллельно с за- жимами 1-1 усилителя без ОС и выходом цепи ОС ( β ). Комбинированная ОС (рис.4.36в) объединяет оба способа ввода напряжения ОС. При • • • • этом U oc = U oc1 + U oc 2 , когда напряжение U oc1 действует последовательно с напряжением • • U11 , а напряжение U oc 2 - параллельно. а) б) в) Рис.4.36 По отношению к выходным (2-2) зажимам так же возможны три способа снятия части выходной мощности (рис. 4.37) усилителя, но для того, чтобы указать на его принадлежность выходу усилителя, называют: по напряжению (рис.4.37а), по току (рис.4.37б) или смешанную (рис.4.37в) а) б) в) Рис.4.37 На рис.4.37а напряжение на входе цепи обратной связи U’oc составляет часть выходного напряжения Uвых, снимаемое с резистора R2. На рис. 4.37б напряжение U’oc снимается с 306 Rос , обычно обладающее небольшой величиной, определяет, вместе с цепью β , значение коэффициента петлевого усиления. Напряжение на входе цепи ОС U’oc пропорционально • • току через нагрузку, причем I oc ≈ I н . Структурная схема смешанной ОС (рис.4.37в) объединяет оба способа снятия мощности сигнала: с помощью резистора R2, создается напряжение U’oc (по напряжению), а с помощью Rос — U’’ oc (ОС по току). В результате напряжение на входе цепи ОС U’’’oc = U’oc+ U’’ oc пропорционально выходному напряжению и току через нагрузку. Конкретный способ снятия и подачи напряжения ОС определяется применением опыты холостого хода и короткого замыкания на входе или выходе усилителя. 7.2 Принципиальные схемы усилителей, использующих ОС Наибольше распространение при дискретной реализации усилительных каскадов получили схемы, использующие отрицательную обратную связь для стабилизации режима транзисторов по постоянному току (лаб. р-та №1, [3]). Поддержание постоянного положения рабочей точки на проходной характеристике транзистора обеспечивает постоянство коэффициента усиления каскада (постоянство крутизны в рабочей точке) и других технических показателей при воздействии дестабилизирующих факторов (изменение внешней температуры и параметров источников питания, старение транзистора и др.). Переход к интегральной технологии реализации усилителей возродил интерес к редко используемой в дискретной технологии схеме с параллельной отрицательной обратной связи по напряжению (рис.4.38б). Такую схему усилителя часто называют схемой с питанием фиксированным током базы. а) б) Рис.4.38 Для подтверждения именно этого варианта организации ОС используем схему замещения биполярного транзистора в малосигнальном режиме в системе Y-параметров (рис.4.38а) Такое представление биполярного транзистора (VT) позволяет описывать его свойства системой линейных уравнений при условии, что на зажимах 1-1 и 2-2 четырехполюсника действуют гармонические напряжения и токи: • • • I1 = Y 11 U1 + Y 12 U 2 • • (4.10) • I 2 = Y 21 U1 + Y 22 U 2 , • (4.11) • • • где I1 и I 2 — входной и выходной токи четырехполюсника, а U1 и U 2 — напряжения. Параметры • Y 11 = I1 • U1 • - входная проводимость транзистора, при U 2 = 0 307 (4.12) • Y 22 = I2 • U2 • - входная проводимость транзистора, при U1= 0 • Y 21 = I2 • U1 • - входная проводимость транзистора, при U 2 = 0 • Y 12 = I1 (4.13) (4.14) • - входная проводимость транзистора, при U1= 0 , (4.15) U2 описывают свойства транзистора через напряжения и токи, действующие на зажимах 4-х полюсника. Считая источник питания каскада (Е) для переменной составляющей (е вх) с частотой сигнала, идеальным, что вполне допустимо при Сбл → ∞ , подключим резистор R2 на эквивалентной схеме (рис.4.39) к зажимам 2-2 транзистора VT. Соответственно, сопротивление обратной связи R ос , будет включено последовательно (двухполюсник) к зажимам 1-2 транзистора. Другим проводом, обеспечивающим передачу мощности на вход транзистора, является общая шина – «земля». • Рис.4.39 Следовательно, в схеме усилителя организована параллельная ОС по напряжению. Подтверждением этого является проводимый опыт короткого замыкания и холостого хода (КЗ и ХХ) по входу и выходу. Если сопротивление источника сигнала равно нулю (R вх = 0), обратной связи не будет (база транзистора VT на земле) и ток через резистор R ос течет на землю, минуя промежуток Б-Э; при холостом ходе (R вх → ∞ ) – обратная связь сохраняется. Проводя подобный опыт, закорачивая сопротивление нагрузки (R2 = 0), получаем, что в этом случае на резисторе R2 (между точками 2-2) напряжение Uвых равно нулю (нет ОС), а при холостом ходе (R2→ ∞ ) ток через R ос сохраняется, т.е. сохраняется ОС. Таким образом, если при КЗ (по входу или выходу) ОС исчезает, а при ХХ (по входу или выходу) сохраняется, то существует параллельная обратная связь. Исследуемая схема коллекторной стабилизации режима работы транзистора VT создает отрицательную обратную связь (ООС), обеспечивающая стабилизацию режима работы транзистора. Подтверждением существования ООС является то, что, например, при возрастании напряжения на входе каскада (е вх увеличивается) независимо от причин этого изменения, возрастает напряжение на базе транзистора. Это приводит к возрастанию коллекторного тока, а, соответственно, к уменьшению напряжения на коллекторе, что уменьшает значение тока через R ос (т.е. уменьшается базовый ток транзистора) и напряжение на базе (всякое изменение на входе приводит к противоположному результату из-за ООС). Применение в качестве активного элемента операционного усилителя (ОУ) вместо биполярного транзистора позволяет реализовать усилитель, охваченный параллельной ООС по напряжению (рис.4.40). 308 Рис.4.40 Напряжение от источника сигнала евх , обладающего собственным сопротивлением Rвх, поступает через резистор R1 на инвертирующий вход операционного усилителя DA1. К этому вводу ИМС с помощь двухполюсника Rос поступает напряжение обратной связи, фаза которого противоположна фазе входного воздействия Uвх. Доказать существование параллельной ООС по напряжению можно проводя опыты КЗ и ХХ на входе и выходе усилителя или описывая ОУ линейной схемой замещения в системе Y –параметров. Другой разновидностью часто используемой схемы усилительного каскада является схема с питанием фиксированным напряжением на базе (рис.4.41), обеспечиваемая с помощью резисторного делителя Rб1 и R б2 (подробный анализ проведен в лаб. р-те №1, [3]). а) б) Рис.4.41 Резистор R2 является сопротивлением, с помощью которого обеспечивается режим работы транзистора по постоянному току и снимается усиленный сигнал (роль сопротивления нагрузки). Резистор в цепи эмиттера R ос является компонентом схемы усилительного каскада, обеспечивающем ООС по постоянному и переменному току. Зажимы 1-1 и 2-2 являются выводами биполярного транзистора, соответствующими выводам схемы замещения (рис.4.38а). При условии идеальности источника питания усилителя (Сбл → ∞ ), сопротивление источника питания равно нулю и вывод 2 на коллекторе транзистора VТ эквипотенциален общей шине каскада для напряжения с частотой сигнала. По этой причине резисторы делителя Rб1 и R б2 включаются параллельно (Y д = 1/ Rб1 +1/ R б2 , рис.4.41б), а выходное напряжение будет сниматься с R2, подключенного к общей шине («земле») и коллектору транзистора. Используя схему замещения транзистора (рис.4.38а) перейдем к эквивалентной схеме усилительного каскада (рис.4.42) Для упрощения анализа параллельное соединение резисторов базового делителя можно включить как составную часть в сопротивление источника сигнала (Zвх) или пренебречь ими, поскольку их сопротивление обычно существенно больше входного сопротивления транзистора (|Y11| >> Y д ). Напряжение ОС, создаваемое как падение напряжения на резисторе R ос , между эмиттером транзистора (точки 1-2) и общей шиной, будет приложено к источнику сигнала и нагрузке. Такое включение 4-х полюсника ОС будет создавать последовательную ООС по току. Проводя опыт КЗ по входу (закорачиваем сопротивление 309 источника сигнала Zвх = 0) убеждаемся в том, что напряжение ОС будет подводиться к базе транзистора. При обрыве входной цепи (Zвх → ∞ ) изменение входного напряжения не будет влиять на величину базового тока, а значит на величину напряжения (URoc) обратной связи (обратная связь отсутствует), что указывает на подачу напряжения ОС на вход уси• лителя с ОС последовательно с U вх . Проводя аналогичный опыт КЗ на выходе, закорачивая нагрузку (R2 = 0), убеждаемся, что ток эмиттера транзистора при этом будет отличен от нуля, и обратная связь сохраняется. Эксперимент ХХ (обрыв нагрузки, R2 → ∞ ) исключает ОС, т.к. ток эмиттера отсутствует. Таким образом, сохранение обратной связи при опыте КЗ и ее отсутствие при опыте ХХ говорит о существовании последовательного снятия и подачи напряжения ОС. Рис.4.42 По определению существование отрицательной обратной связи должно приводить к тому, что всякое, например, повышение напряжения на входе (Uвх) под влиянием, возвращаемого на вход по цепи ОС напряжения, должно уменьшаться. Возрастание входного напряжения приводит к увеличению тока базы транзистора и, как следствие, тока коллек• тора ( I к = Y 21U1 ). Это в свою очередь увеличивает ток эмиттера ( iэ = iб + iэ ) , а значит возрастает падение напряжения на резисторе обратной связи R ос. Увеличение потенциала эмиттера равносильно большему запиранию транзистора, т.е. снижению положительного потенциала на базе – запиранию транзистора. Таким образом, возрастание тока базы привело под воздействием ОС к его уменьшению, т.е. противоположное первичному возмущению, что говорит о существовании в усилителе отрицательной обратной связи. Последовательную ООС по току можно обеспечить, подключая внешние цепи к усилителю, реализованному на ОУ (рис.4.43) Рис.4.43 Часто используемой схемой при дискретной и интегральной технологии реализации усилительного каскада для согласования с низкоомной нагрузкой является схема эмиттерного повторителя (рис.4.44а). Свойства эмиттерного повторителя подробно исследовались в лаб. р-те №7 [3]. В принципиальной схеме эмиттерного повторителя питание транзистора осуществляется по схеме с фиксированным напряжением на базе с помощью делителя (Rб1 и Rб2 ) напряжения источника питания Е, обладающего идеальными свойствами. Источник сигнала с 310 ЭДС е вх обладает внутренним сопротивлением Rвх . Емкость С1 является разделительной, исключающей взаимное влияние постоянных составляющих источников сигнала и усилительного каскада, и обладает пренебрежимо малым сопротивлением на частоте сигнала. Резистор R2 является одновременно сопротивлением цепи обратной связи и нагрузкой. Транзистор включен по схеме с общим коллектором, т.е. коллектор принадлежит (по переменному току) одновременно источнику сигнал и нагрузке. Как видно из рис.4.44а • • • входное напряжение U вх равно сумме напряжений U1 и U вых ,т.е. выходное напряжение по амплитуде всегда меньше входного. Отсюда следует, что эимиттерный повторитель не обладает усилением по напряжению (|К| < 1), но может обладать значительным по величине коэффициентом усиления по мощности. а) б) Рис.4.44 Эквивалентная схема каскада по переменному току с учетом малой величины сопротивлений конденсаторов С 1 и С бл приведена на рис.4.44б. Считая источник питания идеальным для произвольной частоты входного сигнала и, применяя схему замещения транзистора в системе Y- параметров (рис.4.38а), эквивалентная схема эмиттерного повторителя приобретает вид (рис.4.45) Рис.4.45 Сопротивление, подключаемое к входу усилителя, охваченного обратной связью, Z вх = 1 /(1 / Rб1 + 1 / R2 + 1 /( Rвх + 1 / jωC1 )) (4.16) Включает сопротивление источника сигнала вместе с разделительной емкостью и сопротивление делителя. Видоизменив изображение цепи обратной связи Rос (место включения сопротивления Rос = R2), являющегося одновременно сопротивлением нагрузки, получим эквивалентную схему эмиттерного повторителя с четко выделенными схемами подключения цепи ОС по входу и выходу (рис.4.46) Проводя опыт КЗ и ХХ входной цепи (выбирая | Z |вх = 0 и | Z |вх → ∞ , например в схеме 4.42а) получаем, что ОС сохраняется при коротком замыкании (R вх =0) и отсутствует при холостом ходе, что указывает на последовательный тип ввода напряжения ОС. Проводя аналогичные опыты с нагрузкой усилителя (Rос = R2 = 0 и Rос = R2 → ∞ ) убеждаемся в 311 • снятии напряжения ОС параллельно по отношению к напряжению U вых, что указывает на существование последовательной ОС по напряжению. В том, что существующая ОС является отрицательной, доказываем, оценивая реакцию схемы эмиттерного повторителя • (характер изменения напряжения на выходе цепи обратной связи U вых) на приращение • напряжения на входе усилителя U вх , как например, в схеме усилителя с питанием фиксированным током базы (рис.4.38б). Рис.4.46 Усилитель, реализованный с применением ОУ с внешними компонентами, обеспечивающими последовательную ООС по напряжению, имеет вид (рис.4.47) Рис.4.47 • Источник входного воздействия в этом случае удобнее представлять источником тока I г , обладающего внутренним сопротивлением Rг = 1 / Yг . 7.3 Устойчивость усилителей, охваченных обратной связью Усилитель, охваченный внешней обратной связью, является замкнутой системой, в которой могут возникнуть автоколебания. Для сохранения, определяемых условиями эксплуатации технических показателей, необходимо принять меры, исключающие самовозбуждение усилителя, появление колебаний на его выходе даже при отсутствии входного воздействия. Различают усилители устойчивые в малом и большом. Усилитель устойчив в малом, когда на выходе не возникают периодические колебания (автоколебания), при существовании на его входе колебаний шумового уровня. При воздействии на входе усилителя, начиная с некоторого уровня усиливаемого сигнала, на его выходе могут появляться автоколебания с частотой сигнала или его гармоник (субгармоник), амплитуда которых практически становится не зависимой от входного воздействия. Если автоколебания на выходе усилителя не возникают при изменении уровня входного сигнала в диапазоне значений, определяемых техническими условиями эксплуатации, то усилитель устойчив в большом. 312 Методы анализа устойчивости усилителей, охваченных многопетлевыми ОС, весьма громоздки и для его упрощения обычно пренебрегают паразитными ОС, а иногда и некоторыми созданными каналами, или приводят многопетлевую ОС к однопетлевой. Наибольшее распространение получили при анализе аналитический критерий РауссаГурвица и графо-аналитические — Найквиста и Михайлова. Аналитические методы определения устойчивости теоретически не имеют ограничения на сложность исследуемого устройства, но практически ограничены четвертым-пятым порядком дифференциального уравнения, его описывающего. При условии, что сигнал на входе усилителя отсутствует, то усилитель, охваченный цепями ОС, можно считать автономной системой. Для оценки устойчивости усилителя в малом можно использовать систему однородных уравнений. Если обозначить через y малое отклонение какой-либо величины (напряжения в узле, тока в ветвях, заряда конденсатора и др.) от значения в состоянии устойчивого равновесия, то поведение усилителя будет описываться линейным дифференциальным уравнением n – го порядка dny d n −1 y dy a0 n + a1 n −1 + ... + an −1 + an y = 0 (4.17) dt dt dt решения которого, вида y = Ae pt (4.18) являются функциями комплексного переменного pi = α i + jωi . Подставив (4.18) в (4.17), получаем характеристическое уравнение усилителя с обратными связями (4.19) D( p ) = a0 p n + a1 p n −1 + . . . + an −1 p + an = 0 Решение уравнения (4.17) можно записать как сумму n слагаемых типа (4.18) y = A1 e p1t + A2 e p 2 t + . . . + An e p n t (4.20) где A1.... An определяются из начальных условий, а p1.... pn являются корнями характеристического уравнения (4.19), которые могут быть чисто действительными pm = α m , так и парами комплексно-сопряженных корней pk = α k ± jωk . В общем случае уравнение (4.20) описывающее процесс на выходе автономной системы может быть очень сложным и содержащим как экспоненциальные (монотонно возрастающие или убывающие) так и осциллирующие составляющие. Для обеспечения устойчивости усилителя, охваченного ОС, необходимо, чтобы слагаемые (4.20) обладающие действительными корнями формировали апериодический убывающий процесс, что происходит при α m < 0 ,как и при α k < 0 осциллирующий затухающий процесс. Критерий Раусса-Гурвица основан на анализе знаков n- определителей, выделенных из главного определителя, составленного из коэффициентов характеристического уравнения (4.19). Ограничением к применению этого метода является весьма высокий порядок характеристического уравнения (4.19) для реальных схем многокаскадных усилителей с цепями организованных и паразитных ОС и сложность определения его коэффициентов, зависящих от проводимостей компонентов схемы (часто за пределами рабочего диапазона). Кроме того, полученные сведения, например, об отсутствии устойчивости усилителя не позволяют принять технические решения для перевода его в устойчивое состояние. Численное решение дифференциального уравнения (систем дифференциальных уравнений) существенно облегчает анализ устойчивости усилителя, не устраняя при этом проблему корректности значений коэффициентов уравнения и технических рекомендаций по повышению его устойчивости. Критерий Михайлова, так же основанный на решении дифференциального уравнения (4.17) позволяет достаточно наглядно на комплексной плоскости оценить устойчивость системы с сохранением недостатков, присущих критерию Раусса-Гурвица. 313 Рассмотренные критерии устойчивости являются универсальными и оценивают устойчивость системы, если составлены ее дифференциальные уравнения. Они могут включать, в том числе, уравнения, описывающие возникновение внутренней ОС, обусловленной процессами, протекающими внутри активного элемента. Так, например, происходит в диодах Ганна, когда на его выводах возникает отрицательная динамическая проводимость, позволяющая реализовать его усилительные свойства при разработке усилителей СВЧ, генераторов. На практике для оценки устойчивости усилителей, охваченных внешней обратной связью широко применяется графо-аналитический критерий Найквиста не требующий составления характеристического уравнения и позволяющий сформулировать технические рекомендации для повышения их устойчивости. В основу критерия положен анализ положения корней главного определителя характеристического уравнения (4.19) на плоскости F ( jω ) . Если кривая, изображающая положение конца вектора F (ω), называемого годографом, для данного усилителя охватывает начало координат, в этом случае главный определитель системы уравнений (4.19) имеет один или более нулей в правой полуплоскости и, следовательно, данный усилитель неустойчив. Для построения годографа F (ω) необходимо оценивать значение модуля и фазы возвратной разности в области частот − ∞ < ω < ∞ . Вместо возвратной разности обычно используют возвратное отношение Т (ω) (или петлевое усиление Кп(ω)). Учитывая (4.8) для годографа возвратного отношения критической точкой будет являться точка с координатами (-1,0). Охват годографом Т (ω) точки с координатами (-1,0) говорит о неустойчивости усилителя. Учитывая свойство четности АЧХ и нечетности ФЧХ усилителя, область отрицательных частот при построении годографа является зеркальным отображением относительно действительной оси, соответствующей положительным частотам. Это позволяет сократить расчеты при аналитическом построении годографа и получать его экспериментально. Усилитель с коэффициентом усиления К, охваченный цепью внешней ОС с коэффициентом передачи β, без внешнего воздействия можно представить (рис.4.48) замкнутой ав• • тономной системой, для которой выполняется условие U1 =U 3 . Рис.4.48 Рис.4.49 Разорвав цепь ОС, получаем усилитель без ОС и для сохранения условий в схеме, существовавших до размыкания, нагружаем β — цепь сопротивлением Zвх, по величине равным сопротивлению входа усилителя при замкнутой цепи ОС. Теперь, используя усилитель без обратной связи (рис.4.49), можно, подавая на его вход небольшой по амплитуде гармони• ческий сигнал U1 , изменяя его частоту от 0 до ∞ , получить экспериментально или теоретически: - амплитудно-частотную характеристику (коэффициент петлевого усиления) усилителя: 314 • Kп = U3 ; • U1 - фазо-частотную характеристику усилителя без ОС, являющуюся функцией разности фаз • • напряжений на выходе U 3 и входе U1 усилителя от частоты. Типичный вид этих характеристик для усилителя, реализованного на основе минимально-фазовых цепей, представлен на рис.4.50 Рис.4.50 Рис.4.51 Изображенный на рис.4.51 годограф для петлевого усиления, построенный с использованием амплитудно-частотной и фазо-частотной характеристик, показывает, что в некоторой области частот он охватывает точку с координатами (1,0). Ставя в соответствие АЧХ и ФЧХ усилителя с разомкнутой петлей ОС и его годограф отмечаем, что модуль коэффициента петлевого усиления в области низких частот обладает очень малым значением (при f =0, Kп = 0, а фазовый сдвиг ϕп ≈ π / 2 ), т.е. вектор Кп(j ω ) направлен вертикально вверх. Причиной таких значений Kп и ϕп является, например, включение на входе усилителя разделительного конденсатора, обладающего на низких частотах большим сопротивлением (Kп = 0), а усилитель в этом случае эквивалентен дифференцирующей цепочке ( ϕп ≈ π / 2 ). На верхних частотах ( ω → ∞) коэффициент усиления усилителя без ОС падает, в связи с потерей усилительных свойств активным элементом (например, биполярным транзистором), а его являются частотные свойства, определяющими свойства усилителя – однокаскадный усилитель будет эквивалентен интегрирующей цепочке, создающей фазовый сдвиг ( ϕп ≈ — π / 2 ) [3]. Превышение коэффициентом петлевого усиления в некоторой области частот (примерно ω1 ÷ ω3 ) единичного значения, при величине фазового сдвига ϕп ≈ 0 (годограф охватывает точку с координатами (1,0)), указывает на то, что при • • замыкании петли ОС ( U1 = U 3 ) усилитель окажется неустойчивым. Таким образом, это выражение • • U1 = U 3 (4.21) можно трактовать как условие существования стационарных колебаний (4.22) К п= 1 С учетом (4.6) это условие можно записать (4.23) Кп = К•β = 1 (4.24) φп = φк + φβ =0, 2π, 4π, … Условие (4.23) называют условием баланса амплитуд, означает, что в неустойчивом состоянии (стационарном режиме генерации колебаний) величина коэффициента петлевого 315 усиления равна единице, а условие баланса фаз (4.24) – что при обходе этой цепи фазы колебаний совпадают или отличаются на целое число 2π. Используя для анализа устойчивости понятие возвратного отношения (4.7) приведем годограф, соответствующий устойчивому усилителю (рис.4.52) Рис.4.52 Рис.4.53 Применительно к усилителям критерий Найквиста может быть сформулирован таким образом: усилитель, устойчивый при разомкнутой цепи ОС, будет устойчив при ее замыкании, если годограф вектора возвратного отношения Т не охватывает точку с координатами (- 1,0) при изменении частоты входного сигнала от нуля до бесконечности. Годографом на комплексной плоскости Т называют кривую, описываемую концом вектора возвратного отношения T = β K = β e jβ Ke jK = T ( f )e jϕT ( f ) (4.25) при изменении f от 0 до ∞ . Как видно (рис.4.52) годограф соответствует устойчивому усилителю с некоторым запасом. Для этой цели чаще всего используется метод оценки запаса устойчивости по модулю и фазе вектора возвратного отношения. Запас устойчивости по модулю определяют как x = −20 lg T x , где Т определен на частоте, при которой arg T = π , т.е. x = −20 lg T x , arg T = π , (4.26) а запас устойчивости по фазе у, считается угол в относительных единицах, дополняющий arg T до π , на частоте, при которой |T| = 1 или |T| = х , т.е. (4.27) y = (π − arg T y ) / π , | T |= 1 Годограф T(j ω ) (рис.4.52), как и в случае усилителя на основе минимально-фазовых цепей (рис.4.50), обладает наибольшими фазовыми сдвигами в области верхних и нижних частот, когда годограф находится ближе всего к критической точке (-1,0). Поэтому запасы устойчивости определяют только в области нижних и верхних частот. Длина проекции конца вектора T(j ω ) на ось Re T , в области НЧ, близка к нулю, что указывает на очень большой запас устойчивости (4.26) по модулю ( arg T = π ). В области верхних частот необходимо оценивать запас как по модулю (Тх), когда arg T = π , так и по фазе (4.27), когда |Tу| = 1. При анализе устойчивости многокаскадных усилителей с ОС обычно принимают запас устойчивости по модулю xз ( дБ) = 3n , а запас по фазе ϕ з = 100 n , где n – число каскадов в усилителе. При этом рассматриваются частоты выше в 100 раз верхней граничной частоты или ниже нижней частоты рабочего диапазона. Наряду с годографом широко используется частотный метод оценки устойчивости, являющийся разновидностью критерия Найквиста. В этом случае рассматриваются раздель316 но АЧХ (или логарифмическая АЧХ) и ФЧХ усилителя. В качестве условий оценки устойчивости используются соотношения (4.26) и (4.27). Необходимость оценки запаса устойчивости и, при необходимости, его повышения обусловлена тем, что обычно вводимая в усилителях ООС, может на границах рабочего диапазона или за его пределами стать положительной. Это очевидно приводит к резкому увеличению коэффициента усиления, возрастанию нелинейных и линейных искажений, ухудшению других показателей усилителя и, в крайнем случае — возбуждению автоколебаний. Причиной этого являются дополнительные фазовые сдвиги, возникающие в транзисторах, трансформаторах, цепях ОС. Анализ устойчивости усилителей по критерию Найквиста, как было отмечено ранее, справедлив при малом входном воздействии – устойчивость в малом. Реальная практика требует обеспечения устойчивости и при воздействии значительных уровней входного воздействия, могущих привести к перегрузке усилителя. При перегрузке усилительных каскадов значительно снижается модуль возвратного отношения из-за снижения коэффициента усиления активных элементов, а аргумент несколько увеличивается. Это приводит к тому, что годограф возвратного отношения несколько сжимается и поворачивается по часовой стрелке. Это может привести к тому, что усилители, устойчивые по Найквисту (рис.4.53) в малом, оказываются неустойчивыми (штриховая линия на рис.4.53) в большом (по Боде). Попадание критической точки (-1,0) в петлю годографа указывает на возникновение автоколебаний в усилителе. Обеспечение устойчивости в большом требует принятия дополнительных мер, при которых устойчивость усилителя сохраняется вплоть до амплитуд входного воздействия, появление которых достаточно редко. Чаще всего это достигается увеличением запаса устойчивости по фазе y и введением дополнительного запаса устойчивости по модулю x 0 . Очевидно, что если запас устойчивости по фазе y для усилителя устойчивого по Найквисту был выбран достаточно большим, когда годограф не пересекал ось абсцисс левее критической точки, то при этом обычно обеспечивается и устойчивость в большом (при перегрузках). В значительной части усилителей, устойчивых по Найквисту, можно обеспечить устойчивость в большом, применяя нелинейный фазовый корректор, поворачивающий стягивающийся годограф возвратного отношения, против часовой стрелки. Фазовый корректор уменьшает фазовый сдвиг возвратного отношения при увеличении амплитуды входного сигнала, препятствуя охвату критической точки. 8 Литература 1. Амелин М.А., Амелина С.А. Программа схемотехнического моделирования MicroCap8. М.: Горячая линия -Телеком, 2007. – 464 с. 2. Усилительные устройства / под ред. Головина О.В. М.: Радио и связь, 1993. — 353 с. 3. Фриск В. В., Логвинов В. В. Основы теории цепей, основы схемотехники, радиоприемные устройства. Лабораторный практикум на персональном компьютере. – М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2008. – 608 с. 4. Интегральные микросхемы / под ред. Тарабрина Б.В. М.: Энергоатомиздат, 1985. – 528 с. 5. Разевиг В.Д. Применение программ P-CAD и PSpiсe для схемотехнического моделирования на ПЭВМ, в 4-х вып. М.: Радио и связь, 1992. 317 Лабораторная работа № 5 ИССЛЕДОВАНИЕ СВОЙСТВ ЛОГАРИФМИЧЕСКОГО УСИЛИТЕЛЯ С ТЕРМОКОМПЕНСАЦИЕЙ 1 Цель работы Изучение свойств логарифмических усилителей, реализованных на ОУ, влияния температуры на показатели логарифмических усилителей. 2 Задание 2.1 Задание для самостоятельной подготовки Изучить основные положения курса «Основы схемотехники» о вариантах применения операционных усилителей стр.307 — 313 [2], стр. 217 — 221 [4] и письменно ответить на контрольные вопросы. Ознакомиться с практическими примерами использования системы схемотехнического моделирования МС8 [3] стр. 265 — 312 при анализе свойств усилителя мощности в курсе «Основы схемотехники». 2.2 Экспериментальная часть Для модели логарифмического усилителя, со схемой термокомпенсации, используя систему схемотехнического моделирования МС9, рассчитать: 2.2.1 режимы активных элементов по постоянному току, 2.2.2 сквозную амплитудно-частотную характеристику усилителя; определить коэффициент усиления и верхнюю граничную частоту f *в при М = 3 дБ, 2.2.3 амплитудную характеристику, 2.2.4 влияние внешней температуры на основные показатели усилителя. 3 Описание принципиальной схемы логарифмического усилителя Представленная на рис.5.1 схема усилителя состоит из двух каскадов, реализованных на ИМС К140УД7. Первый каскад представляет собой стандартную схему инвертирующего усилителя Х1, охваченного петлей обратной связи, содержащей транзистор Q1. Последовательно с выходом включен резистор R6, ограничивающий ток, который может течь через базоэмиттерный переход транзистора Q1 со стороны выхода усилителя при больших уровнях сигнала. Выходное напряжение такого усилителя колеблется в небольших пределах при изменении уровня входного сигнала в пределах нескольких декад. При малых напряжениях схема становится критичной к балансировке, осуществляемой потенциометром Х2. Регулировка с помощью потенциометра осуществляется в очень небольших пределах, границы которых определены делителями напряжений R2,R3 и R4, R5. С помощью схемы балансировки устанавливают на выходе каскада нулевое напряжение при коротком замыкании на входе. Конденсатор С1, включенный в цепи обратной связи, обеспечивает устойчивость каскада в области высоких частот. 318 Рис.5.1 Для снижения температурной зависимости параметров схемы усилителя включен второй каскада на ИМС Х3 увеличивающий усиление и обеспечивающий температурную компенсацию. Ток транзистора Q3, в диодном включении, изменяется пренебрежимо, мало не производя обратного логарифмированию преобразования (потенцирования), происходящему в транзисторе Q1. Изменение температуры приводит к одинаковым изменениям напряжений между базой и эмиттером, что приводит к изменению разности потенциалов транзистора Q3, противоположному изменению, возникшему на транзисторе Q1. Потенциометр Х4 и резистор R8 обеспечивает смещение по постоянному току на выходе. Обычно смещение по постоянному току устанавливается таким, чтобы обеспечивать выходное напряжение близким к нулю при стремлении входного к нулю. Потенциометр в цепи ОС Х5 определяет масштабный коэффициент (усиление), при котором устанавливается удобная связь между изменением напряжения на входе и выходе усилителя (например, изменение входного сигнала на 10 дБ приводит к изменению выходного напряжения на один вольт). Нагрузкой второго каскада является эмиттерный повторитель на транзисторе Q2, являющийся буферным каскадом. 4 Методические указания по выполнению работы 4.1 Машинное моделирование Ввод принципиальной схемы усилителя Перед выполнении п.2.2.1. следует загрузить систему схемотехнического проектирования МС9 и вызвать в главное окно (рис.5.2) принципиальную схему логарифмического усилителя (рис.5.1) c термокомпенсацией, находящийся в файле VLogAmOp.CIR. (рис.5.2.1) основного меню (рис.5.2), в Для этого необходимо выбрать режим выпадающем окне выбрать файл C:\MC9DEMO\data\VLogAmOp.1.CIR, вызвав его в основное окно редактора (рис.5.3). 319 Рис.5.2 Рис.5.3 При отсутствии в списке указанного файла необходимо обратиться к схемному файлу, нажав на пиктограмму (рис.5.2.2) в окне схем. В диалоговом окне (рис.5.2.4) и, открыв ее, отыскать файл VLogA(рис.5.2.3) обратиться к папке mOp.CIR. В окне схем указаны основные команды и вспомогательные пиктограммы, позволяющие “ собирать” принципиальные или эквивалентные схемы устройств, для последующего анализа по постоянному току, во временной или частотной области и др. Возможности системы схемотехнического моделирования МС9, реализованные в МС8, и, подробно описанные в [1], расширены, дополнены примерами анализа аналоговых и цифровых схем и в некоторых случаях применена другая форма представления моделей компонентов. 320 Например, библиотека диодов, транзисторов, ОУ в отличие от МС8 теперь сформирована (рис.5.2.5) в папке (рис.5.2.6). в текстовом файле После загрузки файла C:\MC9DEMO\data\VLogAmOp.CIR, в центральном окне редактора должна появиться (рис.5.4) принципиальная схема усилителя (если она была ранее записана в эту папку). Рис.5.4 Следует убедиться в соответствии параметров компонентов вызванной схемы и, приведенных в описании. Если полученные методические материалы не содержат дискету с файлом принципиальной схемы усилителя, то ее следует ввести самостоятельно, выбрав режим FILE в меню главного окна (рис.5.2), которое представлено командами: File, Edit, Components, Windows, Options, Analysis, Help. Меню File служит для загрузки, создания и сохранения файлов схем, библиотек математических моделей компонентов схем и для вывода схем на принтер. При этом программа автоматически присваивает окну схем некоторый текущий номер (например, circuit2.CIR). Меню Edit служит для создания электрических схем, их редактирования, а также редактирования символов компонентов схем. Команда Components главного меню используется для добавления в создаваемую или редактируемую схему компонентов, в дополнение к содержащимся в каталоге МС9 (каталог содержит более 100 аналоговых и цифровых компонентов). Каталог команды Components можно редактировать, создавая новые разделы иерархии и вводить в них новые компоненты (например, транзисторы отечественного производства). Меню команды Windows позволяет манипулировать открытыми окнами, обеспечивая доступ к редакторам МС9 и калькулятору. Меню Options используется для настройки параметров программы. Меню Analysis предлагает виды анализа введенной принципиальной схемы. Меню Help позволяет обратиться к встроенному файлу помощи и оценить, на предлагаемых примерах, возможности программы. 321 4.1.1 Создание принципиальной схемы усилителя При отсутствии в папке (рис.5.2.4) принципиальной схемы исследуемого усилителя необходимо ввести компоненты принципиальной схемы, находясь в окне схем. Ввод резисторов Создание принципиальной схемы начинается с выбора курсором компонента принципиальной схемы на строке основных компонентов (рис.5.2) и нажатием левой кнопки мы- (рис.5.2.7). ши, например, резистора: Перемещение компонента на экране производится при нажатой левой кнопке, а при необходимости изменить положение компонента, щелкают правой кнопкой при нажатой левой кнопке. При отпускании левой кнопки местоположение компонента фиксируется и (рис.5.2.8) ниспадающего меню (рис.5.5) появляется в окне название компонента и предложение (рис.5.2.9) присвоить ему позиционное обозначение (например, R1) с возможностью указывать его на принципиальной схеме. PART — предлагаемое позиционное обозначение может быть изменено на любое другое при активизации указанной строки левой кнопкой мыши. Рис.5.5 RESISTANCE — величина компонента или его величина и температурный коэффициент (ТС) изменения сопротивления в модели резистора при изменении температуры. Присвоенное компоненту название, позиционное обозначение и др. и величина будут изображаться в главном окне при вводе принципиальной схемы, если соответствующий параметр будет помечен галочкой SHOW в рамке Name или Value , соответственно. При вводе значения параметров допускается использование масштабных коэффициентов: Значение Префикс Степ.форма 6 10 MEG 10E+6 3 10 K 10E+3 -3 10 M 10E-3 -6 10 U 10E-6 322 -9 10 N 10E-9 -12 10 P 10E-12 -15 10 F 10E-15 Масштабный коэффициент может содержать и другие дополнительные символы, которые программа игнорирует. То есть величина емкости в 5 пФ может быть введена: 5 PF или 5 Р или 5Е-12. Дробные значения, например сопротивления 4,3 кОм, задаются как 4.3к. (рис.5.2.10) (рис.5.5) так же можно В ниспадающем меню FREQ – вводить информацию о законе изменения сопротивления при изменении частоты (FREQ, используется при анализе только в частотной области). MODEL — ввести дополнительное нестандартное обозначение компонента (например, RMODEL), COST – коэффициент, отражающий стоимость резистора из общей стоимости узла (схемы, устройства). POWER — указать, какая часть мощности (например, 0,7) рассеивается на компоненте, от общей мощности, потребляемой узлом, в соответствие с документом на разработку устройства (техническим заданием), SHAPEGROUP – указывать массив условно графических обозначений (УГО), к которому принадлежит компонент (обычно принимается по умолчанию) и PACKADE — тип корпуса, из ранее введенного списка корпусов (типо-размеров). Последние из указанных параметров обычно используются в программе PCAD при разработке топологии печатной платы и оценке стоимости устройства (если это предполагается в задании). Подтверждением окончания ввода любого компонента является нажатие кнопки OK. Если какие-либо сведения введены неверно, то нажатие кнопки Cancel ,отменяет всю введенную информацию о компоненте. (рис.5.2.10) позволяют: Другие активированные кнопки подменю (рис.5.2.11) — изменять размеры, цвет и шрифт комментариев, при описании атрибутов компонента (обычно применяется по умолчанию), (рис.5.2.12) — добавлять к перечню характеристик компонента (PART, RESISTANCE и др.) дополнительные характеристики по желанию пользователя, (рис.5.2.13) — удалять любую из приведенных характеристик (активируется при размещении курсора не какую-либо строку характеристик в окне компонента), (рис.5.2.14) — отображать в диалоговом режиме способ получения заданного значения ,например, величины сопротивления резистора (принимается по умолчанию). (рис.5.2.15) — выводить на экран монитора УГО компонента, (рис.5.2.16) — переход в файл помощи (комментарии к описанию компонентов и их характеристик в подменю (рис.5.2.10)). (рис.5.2.17) — переход в главное меню файла помощи, (рис.5.2.18) — отображать в открывающемся диалоговом окне возможность получения выбранной величины, например, величины сопротивления резистора, как эталонного. Строка (рис.5.2.19) в соответствие с установленными метками, указывает, что на экран дисплея выводятся значения токов, мощностей и температуры, при которых они получены. При этом существует возможность коррекции цвета надписей, выводимых на экран. Выбор других режимов по(рис.5.2.20), вводимого в схеме компонента, зволит помечать точкой концы (рис.5.2.21) или номера (рис.5.2.22). присваивать им названия 323 Активизация (по умолчанию) режима (рис.5.2.23) — реализует возможность включения в процесс моделирования выбранного компонента, (рис.5.2.24) — обеспечивает подсветку компонента Ввод параметров модели транзистора Транзистор типа NPN, который выбирается пиктограммой (рис.5.2.25) на второй строчке главного меню, устанавливается в схему, как описывалось ранее для резистора, и затем, на ниспадающем меню NPN:NPN Transistor (рис.5.6), выбираются: PART – позиционное обозначение компонента (Q1), VALUE — характеристика, определяющая его активный режим (может пропускаться), MODEL – используемый транзистор — КТ312A. Рис.5.6 Если параметры транзистора были ранее введены в библиотеку, то программа обращается к файлу (рис.5.2.26) и они высвечиваются в окнах параметров транзистора. При отсутствии в списке, предлагаемом в активированном окне справа, транзистора КТ312A, параметры модели транзистора [5] необходимо ввести в подсвеченных окнах (рис.5.2.26), вместо параметров, представленных в окнах, предварительно нажав кнопку New (рис.5.6): .MODEL KT312A NPN (Is=21f Xti=3 Eg=1.11 Vaf=126.2 Bf=86.76 Ne=1.328 Ise=189f Ikf=.164 Nk=.5 Xtb=1.5 Br=1 Nc=1.385 Isc=66.74p Ikr=1.812 Rc=.897 Rb=300 Cic=8p Mjc=.29 Vjc=.692 Fc=.5 Cje=26.53p Mje=.333 Vje=.75 Tr=10n Tf=1.743n Itf=1) Остальные параметры модели транзистора: COST, POWER, SHAPEGROUPE, PACAGE по своему значению соответствуют позициям, представленным в подменю (рис.5.2.10), и обычно принимаются по умолчанию. Ввод источника гармонического сигнала Для ввода источника гармонического сигнала необходимо, находясь в окне схем (рис.5.2) последовательно активизировать меню Component → Analog Primitives → Waveform Sources → Sine Source. 324 Рис.5.7 В последующем, при работе с этим файлом и повторном обращении к меню Component на закладке Analog Primitives появляется укороченный список компонентов, применявшихся ранее. Находясь в подменю (рис.5.2.27), описываем модель генератора гармонических сигналов, присваивая обозначение PART V3 и тип модели MODEL Gin. Параметры модели F,A,DC и т.д. вводятся в соответствие с рис.5.7. Список компонентов заносится в текстовый файл после активизации строки MODEL, нажатия кнопки (рис.5.2.28), присвоения названия модели генератора синусоидальных сигналов на выпадающем меню (рис.5.2.27)и заполнения окошек, определяющих параметры генератора. Параметры генератора задают, указывая в окне F — значение частоты генератора гармонических сигналов (в герцах, используется только при анализе во временной области), А — величину амплитуды сигнала (в вольтах, используется только при анализе во временной области), DC — значение постоянной составляющей (в вольтах), PH — значение начальной фазы сигнала (в градусах) , RS — величину внутреннего сопротивления источника сигналов (в Омах), RP — период повторения моделируемого процесса (если процесс затухающий, при указанной величине постоянной времени TAU, сек.), TAU – постоянная времени затухания переходного процесса. Если параметры генератора были ранее введены, и хранились в текстовом фай(рис.5.2.29) , ле то требуемый генератор выбирают активизацией соответствующей строки в правом окне подменю (рис.5.2.27). Ввод батареи источника питания Питание схемы ДУ осуществляется от источника ЭДС V4. Величина напряжения источника питания принимается равной 15 В. Подключение источника питания (батареи) в схему, как любого другого компонента, происходит после выбора его пиктограммы (рис.5.2.30) в строке главного меню и задания параметров (рис.5.8). 325 Рис.5.8 Ввод модели операционного усилителя Для включения в схему активного ФНЧ операционного усилителя необходимо вос- пользоваться обозначением ОУ (рис.5.2.31)в строке основных компонентов (рис.5.2), активизировав его нажатием левой кнопки мыши, что приводит к появлению в окне схем условно графического обозначения ОУ, обладающего пятью выводами. Выводы с широкой стороны УГО соответствуют неинвертирующему (+) и инвертирующему (-) входам ОУ. Выводы на боковых сторонах ОУ служат для подключения двух источников ЭДС с одинаковой величиной и разными знаками напряжения питания. Вывод с узкой стороны ОУ является выходным, к которому подключается нагрузка. Разместив ОУ в окне (рис.5.2.32) указывают параметры макромодели ОУ схем, в подменю (рис.5.9), используя справочные данные [5]. Рис.5.9 В верхней части подменю (рис.5.2.32)представлены позиции, описанные (рис.5.2.10) и др. Макромодели ОУ присваивается позиранее в подменю (рис.5.2.33) , в строке (рис.5.2.34) указываетционное обозначение ся название модели ОУ из правого окна. Модель ОУ выбирают, используя линейку про326 (рис.5.2.28) крутки. При отсутствии необходимой модели нажатием на кнопку переходят к вводу названия новой модели, и ее атрибутов, которые будет использоваться только в данном файле. Описание макромодели ОУ включает следующие параметры: (рис.5.2.35) -уровень сложности модели (1- идеальный источник напряжения, управляемый напряжением, 2 – однополюсная макромодель ОУ с нелинейной передаточной функцией, 3 – модель Бойля), (рис.5.2.36) — коэффициент усиления ОУ, не охваченного ОС, по постоянному току, (рис.5.2.37) — емкость корректирующего конденсатора, (рис.5.2.38) — коэффициент подавления синфазного сигнала, (рис.5.2.39) — частота единичного усиления, (рис.5.2.40) — входной ток смещения, (рис.5.2.41) — разность входных токов, (рис.5.2.42) — максимальный выходной ток короткого замыкания, (рис.5.2.43) — рассеиваемая мощность, (рис.5.2.44) — дополнительный фазовый сдвиг на частоте единичного усиления (запас по фазе), (рис.5.2.45) — выходное сопротивление ОУ на высоких частотах, (рис.5.2.46) — выходное сопротивление ОУ на низких частотах, (рис.5.2.47) — максимальная скорость спада выходного напряжения (В/с), (рис.5.2.48) — максимальная скорость нарастания выходного напряжения (В/с), (рис.5.2.49) — напряжение источника питания (положительное), (рис.5.2.50) — напряжение источника питания (отрицательное), (рис.5.2.51) — размах положительного напряжения, (рис.5.2.52) — напряжение смещения нуля, (рис.5.2.53) — размах отрицательного напряжения. Подтверждение правильности введенных параметров модели ОУ происходит при нажатии кнопки ОК. Программа на выпадающем подменю запрашивает пользователя о необходимости подключения источников питания (рис.5.10). Нажатие на кнопку OK обеспечивает подключение источников ЭДС, указанных при описании параметров ОУ (VCC и VEE). Убедиться в существовании таких источнии величине ЭДС можно, выбрав закладку ков (рис.5.2.54) в окне схем (рис.5.1). Рис.5.10 Заканчивается ввод макромодели ИМС с подключенными к ней источниками питания нажатием на кнопку ОК (рис.5.10). Вместо использования подменю (рис.5.10) к выводам питания ИМС можно подключать ранее используемые батареи источников питания (рис.5.8), правильно выбирая полярность подключаемых источников. Ввод макромодели потенциометра Для ввода макромодели потенциометра (переменного резистора), находясь в окне схем, необходимо последовательно (рис.5.11) выполнить 327 Рис5.11 Нажатие на левую кнопку мыши, заменяет курсор на изображение потенциометра, перемещающегося в главном окне. Разместив потенциометр в главном окне, периодическим нажатием правой кнопки мыши можно его вращать, выбирая необходимое положение выводов. При отпускании левой кнопки положение потенциометра фиксируется и на подменю (рис.5.12) задаются параметры макромодели потенциометра. Рис.5.12 Макромодель потенциометра размещена библиотеке (рис.5.3.1) и описывается как компонент, обладающий тремя выводами (PINA, PINB, PINC, рис.5.13), формат описания содержит • Атрибут Part:<имя> (например, X9 как на рис.5.12) • Атрибут NAME <имя SPISE-подсхемы> (POT MACRO) • Атрибут FILE[<имя файла>] (POT MAC) • Атрибут PARAMS:[<<имя параметра>=<значение параметра>>] .PARAMETR(POTSIZE= 10k, PERCENT=50) 328 в Рис.5.13 Пользователь, при вводе атрибутов потенциометра в подменю (рис.5.13) стандартного вида, с описанным ранее назначением функциональных и активных кнопок, корректирует в окне описания только строки (рис.5.3.2), указывающей полное значение резистора (между выводами PINA, PINС) и (рис.5.3.3)- значение величины параметра POTSIZE в процентах между выводами PINA, PINB. Остальные строки присваиваются программой: (рис.5.3.4) -позиционное обозначение, (рис.5.3.5)- наименование файла, где размещена макромодель потенциометра, (рис.5.3.6) — (по умолчанию) массив условно графических обозначений компонентов, содержащий описание потенциометра. В строках могут быть указаны: - (рис.5.3.7) тип корпуса потенциометра, (рис.5.3.8)- стоимость потенциометра, (рис.5.3.9)- рассеиваемая потенциометром мощность. Ввод соединительных линий Соединительные линии между элементами схемы “прочерчивают”, используя кнопку ввода ортогональных проводников Wire Mode (изображение линии) на панели инструментов (рис.5.2). После проверки правильности значений введенных компонентов и параметров их моделей соединяем компоненты принципиальной схемы ФНЧ, активизируя пиктограмму (рис.5.3.10) изображения линии (рис.5.2). Установив курсор в начальной точке, вывода какого-либо компонента и, нажав на левую кнопку мыши, “прочерчиваем” соединительную линию до вывода другого компонента. Отпустив левую кнопку мыши, заканчиваем “прочерчивать” соединительную линию. При необходимости соединения (создания узла) двух линий в точке их пересечения отпускают кнопку мыши и, нажав снова, продолжают “прочерчивать” соединительную линию. Затем проводится нумерация узлов принципи(рис.5.3.11)в окне схем. В результате на экальной схемы, нажатием на пиктограмму ране монитора должна появиться принципиальная схема (рис.5.4), нумерация узлов кото- 329 рой, как и позиционное обозначение компонентов, может отличаться от приведенной в описании. Удаление (коррекция) компонентов принципиальной схемы При необходимости коррекции некоторых элементов принципиальной схемы вначале удаляют соответствующий элемент (компонент, линию), нажав левой кнопкой мыши (рис.5.3.11) (Select Mode) — “изменение режима “ окна главного меню, актистрелку визировав режим редактирования элементов или компонентов схемы (рис.5.4). Затем, поведя курсор к компоненту, нажать левую кнопку мыши. При этом подсвечивается, обычно зеленым цветом, компонент или соответствующий текст на принципиальной схе(рис.5.3.12) CUT и удаляют ме и затем, войдя в меню EDIT, выбирают пиктограмму необходимые атрибуты. Возникающие трудности при удалении элементов или вводе новых устраняются обращении к программе HELP главного меню. 4.2.2 Установление рабочих режимов активных элементов схемы Применение транзистора Q1 в качестве компонента цепи ОС микросхемы K140UD7, обеспечивающего логарифмический характер амплитудной характеристики усилителя, и транзистора Q3, на входе второго ОУ, компенсирующего температурный уход рабочей точки транзистора Q1, начинают с получения идентичных режимов работы транзисторов. Analysis →Dynamic Для этого (рис.5.14), выполнив последовательно DC…→OK→Stepping, входят в подменю варьирования одним из компонентов схемы (рис.5.15) Рис.5.14 330 Выбрав с помощью линейки прокрутки в качестве варьируемого компонента (рис.5.15,а) потенциометр Х2, у которого будет изменяться величина одной из частей (R1) при неизменности полной величины сопротивления резистора, указываем способ и пределы изменения (рис.5.15,б) значения сопротивления R1. a) б) Рис.5.15 Значение сопротивления резистора R1 (рис.5.3.14)до 150 Ом (рис.5.3.13) изменяется от 80 Ом (рис.5.3.15)с шагом 10 Ом (рис.5.3.16). Нажатием кнопки Yes в рамке (рис.5.3.17) подтверждается режим пошагового изменения величины R1. Способ изменения величины сопротивления в пределах одного шага – линейный этом в качестве изменяемого параметра (рис.5.3.18) . При выбран компонент (рис.5.3.19), хотя может быть выбрана модель 331 (например, какой-либо параметр транзистора) или – внешняя температура. Подменю (рис.5.3.20) дает возможность одновременного изменения всех выбранных ) (рис.5.3.21) или поочередного – параметров (помечено точкой (рис.5.3.22)). Назначение кнопок в подменю в каждом цикле ( (рис.5.3.20) достаточно очевидно (рис.5.3.23) — включение режима Stepping для всех выбранных типов параметров, (рис.5.3.24) — выключение режима Stepping, - (рис.5.3.25) пошаговое изменение значения выбранного компонента, (рис.5.3.26) — прекращения пошагового изменения значений выбранного компонента, (рис.5.3.27) — переход к изменению выбранного компонента в соответствии с алгоритмом: значение компонента изменяется через 25%, до максимального. Конкретные значения компонента указываются на соответствующей закладке, (рис.5.3.28) — выход из подменю (рис.5.3.20), (рис.5.3.29) — обращение к файлу помощи. Нажатие на кнопку (рис.5.3.30) в подменю (рис.5.3.20) приво- дит к появлению на принципиальной схеме усилителя значений напряжений в узлах (рис.5.4.1) (токов в ветвях, в зависимости от выбранной пиктограммы на подменю (рис.5.4.2)). Поэтому подменю (рис.5.3.20) необходимо разместить на экране таким образом, чтобы были видны значения напряжений (токов) на транзисторах Q1 и Q3. Нажатием на кнопку (рис.5.4.3) значения сопротивления R1 изменяются с выбранным шагом и изменяются напряжения в узлах. Определив значение сопротивления R1, где достигается наилучшее равенство значений напряжений на коллекторах транзисторов Q1 и Q3, измените начальное и конечное значения сопротивления, уменьшив интервал, и выберите шаг изменения сопротивления X2.R1 равный одному Ому. Повторите моделирование с шагом 1 Ом, выберите оптимальное значение и замените резистор R1 потенциометра X2.R1 в делителе напряжения, оптимальным значением (R16, рис.5.16). Резистор R16 включается в схему со стороны, помеченной точкой, рис.5.14. Значение резистора R16 и, соответствующие ему значения коллекторных токов транзисторов Q1, Q3 и напряжений на коллекторах, при различных значениях сопротивления источника сигнала (R1), внесите в таблицу 1. Величина резистора R17, соответственно, составляет: R17 = 200 — R16 (Ом) Таблица 1 f*вч, Варьир. Uк0 1, Iк01, Uк0 3, I к0 3, К* Гц параметр X2.R1= Ом (Резистор R16) В мА R1=560 Ом R1=5000 Ом R1=500 Ом 332 В мА Рис. 5 16 Следует заметить, что при вариации значений сопротивления R1 потенциометра X2.R1, остальные потенциометры (для версии МС9.demo, не дающей возможность варьировать одновременно несколько компонентов) принимают значения, определенные в строке (рис.5.4.4) (рис.5.12) при задании параметров макромодели потенциометра и составляет 50% от общего значения сопротивления, например, (рис.5.4.5). 4.2.3 Исследование свойств логарифмического усилителя в частотной области • АЧХ усилителя Исследование частотных свойств логарифмического усилителя проводят с использованием принципиальной схемы (рис.5.16), присвоив резистору R16, значение из таблицы 1. Последовательно выполнив Analysis → AC…→ OK → AC Analysis Limits, войдем в подменю задания пределов анализа (рис.5.17). В подменю AC Analysis Limits задается следующая информация: Frequency range — значения верхней и нижней границы частотного интервала и способ определения верхней частоты подинтервала. При линейном законе (рис.5.4.6) разбиения частотного интервала число подинтервалов определяется строкой Number of (рис.5.4.7). Используя линейку Points прокрутки можно установить автоматический выбор шага, определяемый точностью интегрирования в процентах, на каждом шаге интегрирования (указывается в строке Maximum Change %), Number of Points — количество точек в заданном частотном интервале, в котором 333 Рис.5.17 производится расчет частотных характеристик и полученные значения выводятся в форме таблицы (если активирована кнопка (рис.5.4.8)), Теmperature–диапазон изменения температур (может задаваться одно значение, при котором проводится анализ), Maximum Change %–максимально допустимое приращение функции на интервале шага по частоте (учитывается только при автоматическом выборе шага– активизация процедуры Auto Scale Ranges), Noise Input–имя источника шума, подключенного ко входу усилителя, Noise Output–номер (а) выходных зажимов, где вычисляется спектральная плотность напряжения шума, Run Options–определяет способ хранения полученных результатов: Normal- результаты расчетов не сохраняются, Save-результаты сохраняются на жестком диске, Retrieve–использование результатов расчета, хранящегося на жестком диске, для вывода на экран монитора, State Variables – задание начальных условий интегрирования На экран монитора, в соответствии с рис.5.17, выводится частотная зависимость коэффициента усиления по напряжению (YExpression, Plot 1) в узлах V(6 ) и V(18) – на выходе первого и второго ОУ. Область частот (XExpression -F), в которой проводится анализ, определяется форматом: максимальное значение выводимой переменной, ее минимальное значение и шаг сетки значений. Аналогично задаются условия при выводе на экран монитора значений коэффициента усиления. Характер изменения значений по оси абсцисс – логарифмический, а по оси ор334 динат – линейный, что выбирается нажатием двух левых крайних кнопок (рис.5.4.9) в каждой строке выводимых значений. Вход в режим анализа частотных (рис.5.4.10). На графике АЧХ усисвойств ДУ производится нажатием кнопки лителя по напряжению определите максимальный коэффициент усиления по ЭДС К*. Для (рис.5.4.11) этого на нижней строке окна результатов активизируйте пиктограмму (Peak). На полученном графике результатов анализа (рис.5.18) определите верхнюю граничную частоту полосы пропускания усилителя по ЭДС (f *вч) для величины линейных искажений М* = 2 или 3 дБ. Для этого, войдя в режим вычислений с помощью калькулятора в окне результатов кажений в окне (рис.5.4.12), вычислим значение, соответствующее уровню линейных ис3 дБ и, активизировав пиктограмму (рис.5.4.14) подменю (рис.5.4.13) (Go Tо Y), указываем в (рис.5.4.15) рассчитанное значение. (рис.5.4.16) левой кнопкой мыши, устанавливаем маркер Нажатием на кнопку курсора на заданную величину линейных искажений. Рис.5.18 Рассчитанные значение коэффициента усиления по ЭДС К* и граничной частоты f* вч внесите в таблицу 1. • Влияние сопротивления источника сигнала на АЧХ усилителя Для оценки влияние сопротивление источника сигнала (резистора R1) на частотные свойства усилителя будем использовать принципиальную схему (рис.5.17). В этом случае обеспечивается равенство токов транзисторов Q1, осуществляющего логарифмирование входного, включенного в цепь ОС операционного усилителя Х1, и транзистора Q3, уменьшающего влияние изменения температуры на характеристики усилителя. Выполнив последовательно Analysis → AC…→ OK → AC Analysis Limits, нажатием на кнопку (рис.5.4.17) войдем в подменю 335 (рис.5.3.20) (рис.5.19) a) б) Рис.5.19 С помощью линейки прокрутки (рис.5.19,а) выбираем в качестве изменяющегося компонента резистор R1, а на рис. 5.19,б указываем пределы и условия анализа (назначение кнопок и вспомогательных рекомендаций аналогичны, описанным ранее, при исследовании свойств усилителя по постоянному току). Нажатием кнопки ОК завершается ввод, а (рис.5.4.18) (Run) — осуществляется переход в режим анализа в частотной области. Амплитудно-частотные характеристики на выходе первого каскада (узел 6) и логарифмического усилителя в целом (узел 18) представлены на рис.5.20 336 Рис.5.20 Рассчитаем коэффициент усиления и полосу пропускания первого каскада для различных значений сопротивления источника сигнала (R1). Нажатием на пиктограмму (рис.5.4.19) (Peak) в окне результатов определяем максимальное значение сквозного коэффициента усиления для минимального значения R1=500 Ом (кривая выделяется цветом). Вычислив значение коэффициента усиления на границе полосы пропускания по уровню 0,707, и используя пример (рис.5.18), вычисляем f* вч. Для оценки коэффициента усиления каскада при наибольшем (в общем случае при любом) значении, используя пик(рис.5.4.20) , переходим в подменю Go To Branch (рис.5.20), где, используя тограмму линейку прокрутки, выбираем R1 = 5000 Ом. Затем, нажатием левой кнопкой мыши на (рис.5.4.21), переходим на кривую, соответствующую выбранному знакнопку чению R1. По определенному ранее максимальному значению К* для R1 = 5000 Ом, вычисляем f* вч. Повторяем проведенные вычисления для АЧХ на выходе логарифмического усилителя и полученные значения вносим в таблицу 1. Для оценки режимов транзисторов (Q1, Q3) по постоянному току (Iк01 , U к01 и I к03 , U к03) выходим из режима (рис.5.4.17), активизировав кнопку (рис.5.3.20) и затем, нажав ОК. (рис.5.4.22) подменю Находясь в окне схем, заменяем резистор R1 (рис.5.17) на R1 = 5000 Ом. Выполнив Analysis →Dynamic DC…→OK, получим значения постоянных напряжений в узлах (токов в ветвях). Рассчитанные значения внесите в таблицу 1. 4.2.4 Амплитудная характеристика логарифмического усилителя Исследование свойств логарифмического усилителя проводится с использованием принципиальной схемы рис.5.21, значения компонентов которой несколько отличаются от представленных на рис.5.17. 337 Рис.5.21 Источником входного воздействия является генератор гармонических сигналов SG, параметры которого определены в подменю (рис.5.2.26) (рис.5.22). Рис.5.22 Значения напряжений в узлах и токов в ветвях принципиальной схемы усилителя показаны на рис.5.23. 338 Рис.5.23 Находясь в окне схем и, последовательно выполнив Analysis → Transient …→ OK→ Transient Analysis Limits→OK→ Run, получим форму напряжения на выходе первого ОУ (узел V(6)) и на выходе усилителя (узел V(18)) (рис.5.24). Рис.5.24 339 Вариация сопротивлением потенциометра Х2 (рис.5.4), вместе с резисторами R6 и R15 позволила обеспечить линейный усилительный режим первого ОУ (Х1) при достаточно большом значении амплитуды входного сигнала. Увеличение амплитуды входного сигнала может перевести к ограничению выходного напряжения и чтобы избежать этого необходимо, с одновременным увеличением сопротивления источника сигнала (R1) увеличивать величину резистора R7, чтобы между инвертирующим и неинвертирующим входами Х1 обеспечивалась разность потенциалов составляла ≈ 4мВ (потенциал (V4) в узле 4 меньше потенциала V(5) в узле 5). Последующая замена Х2 делителем из резисторов R16 и R17 (рис.5.21) и потенциометра Х5 (рис.5.4) резистором R18, обеспечивающим глубину ООС во втором каскаде усилителя, позволила реализовать линейный режим второго ОУ (Х3, рис.5.4). Одновременно, регулировка глубины ООС с помощью потенциометра Х5 позволит подобрать масштабирующий коэффициент усилителя (наклон амплитудной характеристики). Потенциометр Х4 (рис.5.4) вслед за установлением линейного режима в ОУ1 (Х1) регулирует напряжение между инвертирующим и неинвертирующим входами Х2 (рис.5.23, узлами V(13) и V(19)) и постоянное напряжение на выходе ОУ1 логарифмического усилителя (заменен делителем из R22 и R23, рис5.21). Величина этого напряжения (2,901 В) учтена в столбце YExpression подменю Transient Analysis Limits (рис.5.24) при задании условий представления на экране монитора напряжения на выходе логарифмического усилителя. (Примечание: замена потенциометра резисторным делителем позволяет фиксировать соотношение сопротивлений, определяемых положением движка потенциометра, а не де(рис.5.3.20), см. рис. лением пополам, что происходит при отмене режима 5.13). Для получения амплитудной характеристики логарифмического усилителя используем косвенный метод, основанный на оценке максимального и минимального значений на периоде колебаний выходного напряжения в установившемся режиме (рис.5.24), используя метод двух курсоров. Значение выходной амплитуды находят для каждого значения амплитуды входного сигнала, задаваемого, обращением в окне схем (рис.5.2), в подменю описания моделей (рис.5.25) Рис.5.25 340 Установив значение амплитуды генератора гармонического сигнала SG, указанное в таблице 2 (А=1е-3,…), используя описанную методику, вычисляем амплитуду выходного напряжения. Таблица 2 Uвх U вых R6 = 400 Ом 1 мВ 10 мВ D= дБ 100 мВ 1В Последовательно проделав измерения для амплитуд входного напряжения, указанных в таблице 2 и сопротивления R6 = 400 Ом, построим график амплитудной характеристики и вычислим значение динамического диапазона D = 20 lgU вх max/ Uвх min логарифмического усилителя. 4.2.5 Температурная зависимость характеристик логарифмического усилителя Влияние температуры проводится с использованием базовой схемы (рис.5.21), компоненты которой оптимизированы по условию достижения наибольшего динамического диапазона усилителя. Как видно из рис.5.23, это обеспечивается при практическом равенстве напряжений между инвертирующим и неинвертирующим входами у обоих ОУ (Х1 и Х2) и активного режима по постоянному току в прямом включении для обоих транзисторов (Q1 и Q3). Исследуем влияние внешней температуры на величину напряжений U бэ 01 и U бэ 03 и токи коллекторов I э01 и I э03, последовательно выполнив Analysis→ DC…→OK→ DC Analysis Limits, укажем в подменю ловия анализа (рис.5.4.23) (рис.5.26) ус- Рис.5.26 В подменю (рис.5.4.23) содержатся кнопки, позволяющие (рис.5.4.24)- добавлять новые зависимости к числу уже выводимых на экран монитора, (рис.5.4.25)- удалять активизированную курсором строку из числа выводимых на экран, (рис.5.4.26)- увеличивать площадь, отводимую под текстовую информацию, в окне, активизированном курсором, 341 (рис.5.4.27)- осуществлять варьирование выбранного в подменю (рис.5.3.20) параметра, (рис.5.4.28)- изменять представление выводимых на экран характеристик (тип, формат, цвет и др.), (рис.5.4.29)- обращение к файлу помощи. Описание варьируемых параметров приводится в рамке Sweep (рис.5.4.30) В качестве варьируемого параметра (Variable 1) выбирается с помощью линейки прокрутки температура (ТЕМР — Name), которая изменяется с автоматическим выбором шага (Method — Auto) в пределах каждого подинтервала в 5 градусов, в интервале значений (Range -40,70). Используя линейку прокрутки можно выбрать другие способы изменения температуры (Method — по логарифмическому закону -Log, с автоматическим выбором шага – Auto, в соответствии со списком — List). Изменение температуры с автоматическим выбором шага сопровождается указанием о допустимой точности решения нелинейных уравнений (максимальная ошибка не более, например, 5%, указывается в рамке Maximum Change %). При вариации температуры значение других параметров (например, V5 — Variable 2) не изменяется (None). Неактивированное окно Range в рамке Temperature исключает возможность задания какого-либо другого способа изменения температуры (в окне Method) кроме, указанного в рамке Sweep. Полученные результаты могут выводиться на экран монитора без сохранения результатов в памяти (при выборе с помощью линейки прокрутки режима Normal) в строке Run Options. Возможно использование режимов Save (сохранение полученных результатов в файле) или хранение в оперативной памяти с последующим использованием их качестве начальных условий (Retriеve). Метка в строке Accumulate Plots позволяет хранить несколько графиков. Моделирование может проводиться для заданных пользователем значений пределов по оси абсцисс и ординат для графиков, выводимых на экран монитора или с автоматическим выбором граничных значений (метка в строке Auto Scale Ranges). Как следует из рис.5.26, первое семейство графиков будет изображаться в декартовой системе координат с линейным масштабом по осям, когда по оси отложены значения температуры в градусах Цельсия, а по оси ординат – напряжение на базо-эмиттерном промежутке Uбэ0 1 и Uбэ0 3 транзисторов Q1 и Q3. Во второй системе координат — значения токов в ИРТ эмиттеров транзисторов – I э01, I э03 в зависимости то температуры. Назначение кнопок (Run, Add и др.) не отличается от применяемых, например, в подменю AC Analysis Limits (рис.5.17). Нажатием на кнопку Run в подменю (рис.5.4.23), переходим в режим расчета температурных зависимостей указанных напряжений и токов (рис.5.27) 342 Рис.5.27 Как показывают расчеты (рис.5.27) при практически неизменном значении тока эмиттера I э01 транзистора в цепи ОС ОУ1 (Х1) напряжение Uбэ0 1 резко уменьшается при температуре примерно 330С, переводя транзистор Q1 в инверсный режим (сравните рис.5.23 и рис.5.28). Рис.5.28 Это искажает форму напряжения на выходе ОУ1 и переводит работу ОУ2 (Х2) в ключевой режим (рис.5.29, t = 350С). 343 Рис.5.29 Для стабилизации режимов по постоянному току режима транзистора Q1 при изменении температуры включим дополнительный резистор (R24) в выходную цепь ОУ1 (рис.5.30). Рис.5.30 344 Исследуем влияние резистора в выходной цепи ОУ1 (R6) на режимы работы транзисторов Q1 и Q3, используя подменю (рис.5.4.26) (рис.5.31) Рис.5.31 Для этого последовательно выполним Analysis→ DC…→ OK→ DC Analysis Limits, Stepping → Yes → OK. Пределы изменения сопротивления резистора R6 указаны в под(рис.5.3.20) (рис.5.31). Выбрав на полученном семействе кривых знаменю чение резистора R6, обеспечивающее минимальное изменение режима работы транзистора Q1 (исключающее переход транзистора в инверсный режим), установите его в схему логарифмического усилителя (рис.5.30). Приведите распечатку принципиальной схемы усилителя. 5 Содержание отчета Отчет должен включать в себя: • Наименование и цель работы. • Заполненные таблицы 1, 2. • Принципиальную схему усилителя для оптимальных значений компонентов, • Амплитудную характеристику усилителя. • Принципиальную схему усилителя, обладающего наибольшей температурной стабильностью режимов • Краткие выводы. 6 Контрольные вопросы 1. Каково основное назначение логарифмического усилителя в системах радиосвязи? 2. Какой вид имеет амплитудная характеристика логарифмического усилителя? 3. Поясните, c применением каких цепей связи в ОУ, возможно проведение логарифмического преобразования входного сигнала? 4. Что такое динамический диапазон усилителя и как он определяется? 5. Каково назначение транзистора Q1? 345 6. Поясните назначение эмиттерного повторителя в схеме логарифмического усилителя? 7. Каково назначение транзистора Q3? 8. Как обеспечивается регулировка полосы пропускания усилителя? 9. Каково назначение вспомогательного усилителя (рис.5.4)? 10. Чем формально и фактически обусловлено искажение амплитудной характеристики логарифмического усилителя при малых значениях амплитуды входного воздействия? 11. Какую функцию выполняют ОУ, охваченные частотно-независимой ООС? 12. Как влияет частотно-зависимая ООС на свойства ОУ? 7 Краткие теоретические сведения Операционные усилители, основные свойства которых подробно описаны в [2, 3,4], предназначены для преобразования аналоговых сигналов, являющихся носителями информации, заключенной в его величине и форме. При этом ОУ чаще всего являются составной частью устройства, реализующего не просто усилительные функции. Все устройства с ОУ условно можно разделить на три разновидности: схемы с глубокими ООС, схемы без ОС и схемы на ОУ, использующие ПОС. Наибольшее распространение получили устройства, использующие ОУ, охваченные однопетлевой ООС. Благодаря высокому коэффициенту усиления ОУ реализуются устройства, охваченные глубокой ООС, позволяющей исключить влияние наиболее нестабильной части схемы (ОУ) на преобразующие устройства. Таким образом, характеристики устройств преобразования аналоговых сигналов определяются в основном свойствами цепи обратной связи. Передаточные цепи ОС могут обладать частотно-зависимыми или частотно-независимыми характеристиками. Их вольт-амперные характеристики могут быть нелинейными или управляемыми от дополнительных источников сигнала (параметрическими). Устройства, реализованные с применением частотно-независимой цепи ООС (резистивные двухполюсники), относятся к группе масштабных усилителей, коэффициент усиления которых, постоянен в широкой области частот (рис.5.32) Рис.5.32 346 Схемы на ОУ, цепь ООС которых включает частотно-зависимые компоненты, реализуют усилители переменных сигналов (включает разделительные и блокирующие конденсаторы), интеграторы и дифференциаторы (рис.5.33), активные фильтры Рис.5.33 Включение в цепь ОС компонентов с нелинейной ВАХ позволяет реализовать нелинейные преобразования сигналов: логарифмирования, возведения в степень, потенцирования, извлечение корня квадратного и др. Устройства нелинейного преобразования основаны на использовании в схеме нелинейных двухполюсников и цепей (диодов и транзисторов в диодном включении). Нелинейный элемент может быть включен на входе ОУ, линейный – резистор в цепи обратной связи (рис.5.34,а). В этом случае напряжение на выходе совпадает по характеру с прямой ветвью ВАХ нелинейного элемента (схема потенцирования) (5.1) u вых = а exp(u /Uт ), где а – коэффициент пропорциональности, Uт = kT/q – температурный потенциал; k – постоянная Больцмана, Т- температура в градусах Кельвина, q – заряд электрона. При типовых температурных условиях (Т ≈ 3000С) Uт ≈ 0,026 В. Рис.5.34 Включение нелинейного элемента VD в цепь отрицательной обратной связи, а линейного компонента – резистора R, на вход схемы позволяет реализовать процедуру логарифмирования (рис.5.34,б) u вых = UT ln(u /RI0), (5.2) где I0 — обратный ток насыщенного p-n перехода. Свойства логарифмического усилителя будем изучать в предположении идеальности свойств ОУ: — коэффициент усиления без обратной связи К→ ∞ , — входное сопротивление Zвх = ∞ , — выходное сопротивление Zвых = 0. Подавая сигнал на инвертирующий вход ОУ (рис.5.35) получаем инвертирующий усилитель, фаза напряжения выходного сигнала которого, сдвинута на 180о по отношению к фазе входного. Резисторы R1, R2, как и в схеме неинвертирующего усилителя, обеспечивают протекание начальных токов (R1 обеспечивает их равенство), а R3 (рис.5.35) организу347 ет параллельную ООС по напряжению, поскольку напряжение обратной связи подается параллельно Рис.5.35 с входным на один и тот же вход. Инвертирующие усилители широко применяются в аналоговых устройствах для выполнения математических операций (сумматоры, интеграторы, дифференциаторы). Рассмотрим влияние параллельной ООС на свойства ОУ в предположении, что он обладает идеальными характеристиками. Точку подключения входного напряжения и напряжения ОС (точка Е) для идеального ОУ называют мнимой землей. При Zвх = ∞ разность потенциалов между входами усилителя становится пренебрежимо малой: с точки зрения сигнала инвертирующий вход и неинвертирующий вход имеют и тот же нулевой потенциал (начальные токи отсутствуют, а входное сопротивление ОУ равно бесконечности). Поскольку точка Е является мнимой землей, то входное напряжение Uвх приложено к резистору R1, поэтому входное сопротивление ОУ равно R1: это единственное сопротивление между входной клеммой и землей. Простейшая схема логарифмического усилителя представлена на рис.5.36; в ней стандартный инвертирующий ОУ с мнимой землей охвачен петлей ОС, включающей транзистор Рис.5.36 Рис.5.37 Последовательно с выходом усилителя включен резистор R9, ограничивающий его выходной ток, который может течь через базо-эмиттерный переход транзистора со стороны выхода усилителя при больших уровнях сигнала. Ток эмиттера биполярного транзистора достаточно точно определяется напряжением, приложенным к p-n переходу, и описывается соотношением eU (5.3) I э = I '0 exp( БЭ ) , kT при h21 >> 1, I э ≈ I к . Поэтому 348 eU БЭ ), (5.4) kT Где I '0 − обратный ток утечки, e − заряд электрона, k – постоянная Больцмана, Т- абсолютная температура. Проводя логарифмирование I к = I '0 exp( ln I к = ln I '0 + eU БЭ kT (5.5) Отсюда kT I к ln ' (5.6) e I0 Воспользовавшись положением о мнимой земле на инвертирующем входе ОУ iвх = ioc = U вх / R1 (5.7) Поскольку для данной схемы (рис.5.36) входной ток является одновременно коллекторным током транзистора, то I к = ioc = U вх / R1 (5.8) Поскольку базо-эмиттерный переход включен непосредственно между выходом ОУ и землей, то выходное напряжение равно kT I к kT U вх U 0 = U БЭ = ln ' = ln ' (5.9) e I0 e RI 0 Соотношение (5.9) показывает, что выходное напряжение пропорционально логарифму входного напряжения. Переходя от натуральных логарифмов к десятичным, получаем kT lg(U вх / RI '0 ) U0 = ⋅ (5.10) e lg e В упрощенном виде выражение (5.10) можно представить как U 0 = a lg U вх + b , (5.11) где а, в — постоянные Такой усилитель (рис.5.36) обеспечивает изменение выходного напряжения всего порядка 0,3 В (рис.5.37), при значении динамического диапазона в пределах четырех декад. При малых входных напряжениях схема весьма критична к балансировке (резистор R6). При положительном смещении нуля характеристика преобразования приподнимается вверх. Компенсацию нелинейности амплитудной характеристики проводят регулировкой величины резистора R6. Уменьшения уровня шумов на выходе логарифмического усилителя добиваются сужением полосы усилителя при одновременном увеличении глубины ООС, включая конденсатор С1. U БЭ = 8 Литература 1. Амелин М.А., Амелина С.А. Программа схемотехнического моделирования MicroCap8. М.: Горячая линия -Телеком, 2007. – 464 с. 2. Усилительные устройства / под ред. Головина О.В. — М.: Радио и связь, 1993. — 353 с. 3. Фриск В. В., Логвинов В. В. Основы теории цепей, основы схемотехники, радиоприемные устройства. Лабораторный практикум на персональном компьютере. – М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2008. – 608 с. 4. Павлов В.Г., Ногин В.Н. Схемотехника аналоговых электронных устройств. М.: Радио и связь, 1997. – 367 с. 5. Разевиг В.Д. Применение программ P-CAD и PSpiсe для схемотехнического моделирования на ПЭВМ, в 4-х вып. М.: Радио и связь, 1992. 349 Лабораторная работа № 6 ДВУХТАКТНЫЙ БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ 1 Цель работы Изучение методов построения двухтактных оконечных каскадов усилителей мощности звуковых частот при непосредственной связи с предоконечным каскадом; исследование свойств оконечного каскада с применением компьютерного моделирования и расчет основных энергетических характеристик. 2 Задание 2.1 Задание для самостоятельной подготовки Изучить основные положения курса «Основы схемотехники» о способах построения выходных каскадов стр.169 – 181 [2], стр. 136 — 155 [4], стр. 194 – 210 [5] и письменно ответить на контрольные вопросы. 2.2 Экспериментальная часть 2.2.1 Сборка исследуемой схемы. 2.2.2 Определение режимов работы транзисторов по постоянному току. 2.2.3 Расчет АЧХ усилителя и определение коэффициентов усиления 2.2.4 Расчет временных зависимостей (токов и напряжений) в различных точках принципиальной схемы. 2.2.5 Температурная стабилизация режимов транзисторов оконечного каскада. 3 Описание принципиальной схемы исследуемого усилителя Исследование свойств усилителя мощности проводится примере одной из распространенных схем двухкаскадного бестрансформаторного усилителя с параллельным управлением транзисторами двухтактного оконечного каскада (рис.6.1). Двухтактный оконечный каскад на транзисторах Q1 (КТ817В) и Q2 (КТ816В) управляется однофазным переменным напряжением, снимаемым с коллектора транзистора Q3 (КТ635А). Резистор R10 является сопротивлением нагрузки усилителя, резистор R9 вместе с диодами D1, D2 и входным динамическим сопротивлением транзисторов Q1и Q2, а также резистором R10, является нагрузкой предоконечного каскада на транзисторе Q4. Напряжение смещения на нем обеспечивается резистором R7 (схема питания фиксированным током базы). Напряжение смещения на транзисторах Q1 и Q2 создается благодаря протеканию постоянной составляющей тока коллектора I ср1 транзистора Q1 через диоды D1 и D2. Одновременно, для стабилизации рабочей точки транзистора Q1 организована, с помощью резистора R9, последовательная ООС по постоянному и переменному напряжению. Диоды D1,D2 создают небольшое напряжение смещения на транзисторах Q1и Q2 уменьшающее нелинейные искажения и обеспечивабщее температурную стабилизацию точки покоя. Введение ООС позволило уменьшить мощность сигнала, потребляемую ре- 350 зистором R9, увеличить амплитуду сигнала на входе транзисторов Q1 и Q2 и одновременно снизить уровень сигнала на входе транзистора Q3. Такое включение резистора R9 позволяет обеспечивать амплитуды напряжений на базах оконечных каскадов близкой по значению к Е/2. Конденсатор С5 является разделительным, исключающим влияние постоянной составляющей усилителя на параметры источника сигнала. На входе усилителя включен источник гармонического сигнала V5 (GIN). В полупериод, когда открыт верхний транзистор, ток протекает через сопротивление нагрузки R10, частично ответвляясь в цепь ООС, заряжая накопительный конденсатор С7. Конденсатор С7 включается последовательно с источником питания Е и их напряжения вычитаются, поэтому напряжение питания одного плеча равно Е – Ес2 = Е/2. В следующий полупериод входного сигнала работает нижний транзистор Q2 и конденсатор С7 служит для него источником питания Ес2 = Е/2. При достаточно большой емкости конденсатора С7, напряжение на нем в течение работы Q2 может оставаться практически неизменным. Рис.6.1 4 Методические указания по выполнению работы 4.1 Машинное моделирование Ввод принципиальной схемы усилителя мощности Перед выполнении п.2.2.1. следует загрузить систему схемотехнического проектирования МС9 и вызвать в главное окно (рис.6.2) принципиальную схему двухтактного усилителя (рис.6.1) мощности звуковых частот, находящейся в файле VБтрУНЧ.CIR. Для этого необходимо выбрать режим (рис.6.2.1) основного меню (рис.6.2), в выпадающем окне выбрать файл C:\MC9DEMO\data\VБтрУНЧ2.1.CIR, вызвав его в основное окно редактора (рис.6.3). При отсутствии в списке указанного файла необходимо обратиться к схемному файлу, нажав на пиктограмму (рис.6.2.2) в окне схем. В диалоговом окне (рис.6.2.4) и, открыв ее, отыскать файл (рис.6.2.3) обратиться к папке VБтрУНЧ.CIR. В окне схем указаны основные команды и вспомогательные пиктограммы, позволяющие “ собирать” принципиальные или эквивалентные схемы устройств, для последующего анализа по постоянному току, во временной или частотной области и др. Возможности системы схемотехнического моделирования МС9, реализованные в МС8, и, подробно описанные в [1], расширены, дополнены примерами анализа аналоговых и цифровых схем и в некоторых случаях применена другая форма представления моделей компонентов. 351 Например, библиотека диодов, транзисторов, ОУ в отличие от МС8 теперь сформирована в текстовом файле (рис.6.2.5) в папке (рис.6.2.6). Рис.6.2 Рис.6.3 После загрузки файла C:\MC9DEMO\data\VБтрУНЧ.CIR, в центральном окне редактора должна появиться (рис.6.4) принципиальная схема бестрансформаторного усилителя мощности (если она была ранее записана в эту папку). Следует убедиться в соответствии параметров компонентов вызванной схемы и, приведенных в описании. Если полученные методические материалы не содержат дискету с файлом принципиальной схемы усилителя, то ее следует ввести самостоятельно, выбрав режим FILE в меню главного окна (рис.6.2), которое представлено командами: File, Edit, Components, Windows, Options, Analysis , Help. 352 Рис.6.4 Меню File служит для загрузки, создания и сохранения файлов схем, библиотек математических моделей компонентов схем и для вывода схем на принтер. При этом программа автоматически присваивает окну схем некоторый текущий номер (например, circuit2.CIR). Меню Edit служит для создания электрических схем, их редактирования, а также редактирования символов компонентов схем. Команда Components главного меню используется для добавления в создаваемую или редактируемую схему компонентов, в дополнение к содержащимся в каталоге МС9 (каталог содержит более 100 аналоговых и цифровых компонентов). Каталог команды Components можно редактировать, создавая новые разделы иерархии и вводить в них новые компоненты (например, транзисторы отечественного производства). Меню команды Windows позволяет манипулировать открытыми окнами, обеспечивая доступ к редакторам МС9 и калькулятору. Меню Options используется для настройки параметров программы. Меню Analysis предлагает виды анализа введенной принципиальной схемы. Меню Help позволяет обратиться к встроенному файлу помощи и оценить, на предлагаемых примерах, возможности программы. 4.1.1 Сборка принципиальной схемы усилителя мощности Ввод резисторов Создание принципиальной схемы начинается с выбора курсором компонента принципиальной схемы на строке основных компонентов (рис.6.2) и нажатием левой кнопки мы(рис.6.2.6а). ши, например, резистора: Перемещение компонента на экране производится при нажатой левой кнопке, а при необходимости изменить положение компонента, щелкают правой кнопкой при нажатой левой кнопке. При отпускании левой кнопки местоположение компонента фиксируется и 353 в окне (рис.6.2.7) ниспадающего меню (рис.6.5) появляется название компонента и предложение (рис.6.2.8) присвоить ему позиционное обозначение (например, R15) с возможностью указывать его на принципиальной схеме. PART — предлагаемое позиционное обозначение может быть изменено на любое другое при активизации указанной строки левой кнопкой мыши. Рис.6.5 RESISTANCE — величина компонента или его величина и температурный коэффициент (ТС) изменения сопротивления в модели резистора при изменении температуры. Присвоенное компоненту название, позиционное обозначение и др. и величина будут изображаться в главном окне при вводе принципиальной схемы, если соответствующий параметр будет помечен галочкой SHOW в рамке Name или Value , соответственно. При вводе значения параметров допускается использование масштабных коэффициентов: Значение Префикс Степ.форма 6 10 MEG 10E+6 3 10 K 10E+3 -3 10 M 10E-3 -6 10 U 10E-6 -9 10 N 10E-9 -12 10 P 10E-12 -15 10 F 10E-15 Масштабный коэффициент может содержать и другие дополнительные символы, которые программа игнорирует. То есть величина емкости в 5 пФ может быть введена: 5 PF или 5 Р или 5Е-12. Дробные значения, например сопротивления 4,3 кОм, задаются как 4.3к. В ниспадающем меню (рис.6.2.9) (рис.6.5) так же можно FREQ – вводить информацию о законе изменения сопротивления при изменении частоты (FREQ, используется при анализе только в частотной области). MODEL — ввести дополнительное нестандартное обозначение компонента (например, RMODEL), COST – коэффициент, отражающий стоимость резистора из общей стоимости узла (схемы, устройства). 354 POWER — указать, какая часть мощности (например, 0,7) рассеивается на компоненте, от общей мощности, потребляемой узлом, в соответствие с документом на разработку устройства (техническим заданием), SHAPEGROUP – указывать массив условно графических обозначений (УГО), к которому принадлежит компонент (обычно принимается по умолчанию) и PACKADE — тип корпуса, из ранее введенного списка корпусов (типо-размеров). Последние из указанных параметров обычно используются в программе PCAD при разработке топологии печатной платы и оценке стоимости устройства (если это предполагается в задании). Подтверждением окончания ввода любого компонента является нажатие кнопки OK. Если какие-либо сведения введены неверно, то нажатие кнопки Cancel ,отменяет всю введенную информацию о компоненте. Другие активированные кнопки подменю (рис.6.2.9) позволяют: (рис.6.2.10) — изменять размеры, цвет и шрифт комментариев, при описании атрибутов компонента (обычно применяется по умолчанию), (рис.6.2.11) — добавлять к перечню характеристик компонента (PART, RESISTANCE и др.) дополнительные характеристики по желанию пользователя, (рис.6.2.12) — удалять любую из приведенных характеристик (активируется при размещении курсора не какую-либо строку характеристик в окне компонента), (рис.6.2.13) — отображать в диалоговом режиме способ получения заданного значения ,например, величины сопротивления резистора (принимается по умолчанию). (рис.6.2.14) — выводить на экран монитора УГО компонента, (рис.6.2.15) — переход в файл помощи (комментарии к описанию компонентов и их характеристик в подменю (рис.6.2.9)). (рис.6.2.16) — переход в главное меню файла помощи, (рис.6.2.17) — отображать в открывающемся диалоговом окне возможность получения выбранной величины, например, величины сопротивления резистора, как эталонного. Строка (рис.6.2.18) указывает на вывод на экран дисплея значений токов, мощностей и температуры, при которых они получены. При этом существует возможность коррекции цвета надписей, выводимых на экран. Выбор других режимов позволит помечать точкой концы, вводимого в схеме компонента (рис.6.2.19), присваивать им названия (рис.6.2.20) или номера (рис.6.2.21) . Активизация (по умолчанию) режима (рис.6.2.22) — реализует возможность включения в процесс моделирования выбранного компонента, (рис.6.2.23) — обеспечивает подсветку компонента Ввод параметров модели транзистора Транзистор типа NPN, который выбирается пиктограммой (рис.6.2.24) на второй строчке главного меню, устанавливается в схему, как описывалось ранее для резистора, и затем, на ниспадающем меню NPN:NPN Transistor (рис.6.6), выбираются: PART – позиционное обозначение компонента (Q1), VALUE — характеристика, определяющая его активный режим (может пропускаться), 355 MODEL – используемый транзистор — 2Т653А. Рис.6.6 Если параметры транзистора были ранее введены в библиотеку, то программа обращается к файлу (рис.6.2.25) и они высвечиваются в окнах параметров транзистора. При отсутствии в списке, предлагаемом в активированном окне справа, транзистора 2Т653А, параметры модели транзистора [6] необходимо ввести в подсвеченных окнах (рис.6.2.25) , вместо параметров, представленных в окнах, предварительно нажав кнопку New (рис.6.6): .MODEL 2T653A NPN (Is=6.0e-14 Bf=75 Vaf=90 Var=100 Ikr=0.2 Isc=6.0e-13 Rb=5.0 Rbm=3.5 Irb=0.5 Rc=0.1 Cje=4.8e-11 Vje=0.75 Mje=0.33 +Cjc=3.8e-11 Vjc=0.75 Mjc=0.33 Cjs=2.0e-14 Vjs=0.75 Mjs=0.33 Fc=0.5 Tf=1.2e-09 Xtf=1.5 Vtf=60 Itf=0.3 Tr=3.2e-8 Xtb=1.5) Аналогично вводят параметры моделей транзисторов КТ817В и КТ816В, являющиеся комплементарной парой .MODEL KT817B NPN (Is=3.5e-13 Bf=34 Vaf=50 Ikf=1 Ise=1e-13 Var=210 Ikr=1 Isc=1e-7 Nc=1.5 Rb=0.6 Rbm=0.48 Irb=0.5 Rc=0.15 Cje=1.5e-10 +Vje=0.75 Mje=0.33 Cjc=2.4e-10 Vjc=0.75 Mjc=0.37 Cjs=2e-12 Vjs=0.75 Mjs=0.5 Fc=0.5 Tf=1.56e-9 Xtf=1.5 Vtf=100 Itf=0.5 Tr=5.3e-8 Xtb=2)Is=5.258f Xti=3 Eg=1.11 Vaf=86 Bf=185.1 Ne=7.428 Ise=28.21n Ikf=.4922 Xtb=1.5 Var=25 Br=2.713 + Nc=2 Isc=21.2p Ikr=.25 Rb=52 Rc=1.65 Cjc=9.921p Vjc=.65 Mjc=.33 Fc=.5 Cje=11.3p + Vje=.69 Mje=.33 Tr=57.71n Tf=611.5p Itf=.52 Vtf=80 Xtf=2), .MODEL KT816B PNP (Is=3.5e-13 Bf=34 Vaf=20 Ikf= 1 Var=210 Ikr=1 Nc=1.5 Rb=1.44 Rbm=1.15 Irb=0.5 Rc=0.33 Cje=1.5e-10 Vje=0.75 +Mje=0.33 Cjc=2.4e-10 Vjc=0.75 Mjc=0.37 Cjs=2e-12 Vjs=0.75 Mjs=0.5 Fc=0.5 Tf=1.56e-9 Xtf=1.5 Vtf=100 Itf=0.5 Tr=5.3e-8 Xtb=2). 356 Остальные параметры модели транзистора: COST, POWER, SHAPEGROUPE, PACAGE по своему значению соответствуют позициям, представленным в подменю (рис.6.2.9) , и обычно принимаются по умолчанию. Ввод параметров модели диода Нажатием на пиктограмму (рис.6.2.26) в строке основных компонентов переходим в подменю (рис.6.2.27) (рис.6.7) Рис.6.7 Название, структура надписей и кнопок и их назначение соответствуют, описанным ранее, при вводе параметров модели транзистора (рис.6.6). Тип диода KD204A выбирают из списка диодов в правом окне при переходе на строку (рис.6.2.28) (если его модель описана ранее в библиотеке (рис.6.2.29) ) или вводятся заново. Ввод типа диода в рамке (рис.6.2.30) (рис.6.2.3) и других ат- (рис.6.2.31), которые файле (рис.6.2.32) . Числовые значения параметров модели диода KD204A вводят в соответствующем окне (указаны на рис.6.7), вместо выведенных на экран монитора. Аббревиатуры и смысл вводимых параметров диода описаны в [6]. рибутов новой модели начинается после нажатия кнопки размещаются затем в Ввод источника гармонического сигнала Для ввода источника гармонического сигнала необходимо, находясь в окне схем (рис.6.8) последовательно активизировать меню Component → Analog Primitives → Waveform Sources → Sine Source. В последующем, при работе с этим файлом и повторном обращении к меню Component на закладке Analog Primitives появляется укороченный список компонентов, применявшихся ранее. 357 Рис.6.8 Находясь в подменю (рис.6.2.33) , описываем модель генератора гармонических сигналов, присваивая обозначение PART V5 и тип модели MODEL Gin. Параметры модели F,A,DC и т.д. вводятся в соответствие с рис.6.8. Список компонентов заносится в текстовый файл после активизации строки MODEL, нажатия кнопки (рис.6.2.31) , присвоения названия модели генератора синусоидальных сигналов на выпадающем меню (рис.6.2.33) и заполнения окошек, определяющих параметры генератора. Параметры генератора задают, указывая в окне F — значение частоты генератора гармонических сигналов (в герцах, используется только при анализе во временной области), А — величину амплитуды сигнала (в вольтах, используется только при анализе во временной области), DC — значение постоянной составляющей (в вольтах), PH — значение начальной фазы сигнала (в градусах) , RS — величину внутреннего сопротивления источника сигналов (в Омах), RP — период повторения моделируемого процесса (если процесс затухающий, при указанной величине постоянной времени TAU, сек.), TAU – постоянная времени затухания переходного процесса. Если параметры генератора были ранее введены, и хранились в текстовом файле (рис.6.2.34) , то требуемый генератор выбирают активизацией соответствующей строки в правом окне подменю (рис.6.2.33) . Ввод батареи источника питания Питание схемы ДУ осуществляется от источника ЭДС V4. Величина напряжения источника питания принимается равной 24В. Подключение источника питания (батареи) в схему, как любого другого компонента, происходит после выбора его пиктограммы (рис.6.2.35) в строке главного меню и задания параметров (рис.6.9). 358 Рис.6.9 Ввод соединительных линий Соединительные линии между элементами схемы “прочерчивают”, используя кнопку ввода ортогональных проводников Wire Mode (изображение линии) на панели инструментов (рис.6.2). Удаление (коррекция) компонентов принципиальной схемы При необходимости коррекции некоторых элементов принципиальной схемы вначале удаляют соответствующий элемент (компонент, линию ), нажав левой кнопкой мыши стрелку (рис.6.2.36) -“изменение режима “окна главного меню, активизировав режим (Select Mode) редактирования элементов или компонентов схемы (рис.6.2). Затем, поведя курсор к компоненту, нажать левую кнопку мыши. При этом подсвечивается, обычно зеленым цветом, компонент или соответствующий текст на принципиальной схеме и затем, войдя в меню EDIT, выбирают пиктограмму (рис.6.2.37) CUT и удаляют необходимые атрибуты. Возникающие трудности при удалении элементов или вводе новых устраняются обращении к программе HELP главного меню. 4.2.2 Режимы работы транзисторов по постоянному току Закончив ввод компонентов принципиальной схемы и, проверив их значение, которое должно соответствовать значениям, указанным на рис.6.2, нажатием на пиктограмму (рис.6.2.38) Node Numbers (номера узлов) в окне схем, расставляют номере узлов в исследуемой схеме. Узлы, на которые подаются или с которых снимаются напряжения, запоминают или записывают и переходят в режим анализа усилителя по постоянному току, последовательно выполнив Analysis → Dynamic DC…→ OK. На выпадающем подменю (рис.6.2.39) (рис.6.10) 359 Токи в ветвях Напряжения в узлах Рис.6.10 активирована пиктограмма (рис.6.2.40) «Напряжения в узлах», что позволяет рассчи(рис.6.2.41) температуры 27оС тывать напряжения для выбранной в строке (или списка значений). Выбор режима Place Text (установка метки) позволяет отображать на экране монитора, одновременно с величиной напряжения в узлах, значения температуры, при которой они определены. Когда, как показано на рис.6.10 активированы пиктограммы (рис.6.2.42), в окне схем появляется табличка с условиями анализа, например, (рис.6.2.43) — результаты анализа схемы на постоянном токе, для температуры 27оС и отображением постоянных напряжений в узлах с сохранением, присвоенных программой, позиционных обозначений компонентов. Для получения значений постоянных токов в цепях принципиальной схемы (рис.6.1) необходимо повторно нажать на пиктограмму (рис.6.2.40) (рис.6.10) и активизировать пиктограмму (рис.6.2.44)- токи в ветвях. Активизация кнопки (рис.6.2.45), позволяет выводить на экран значения мощности постоянной составляющей, выделяющейся на резисторах. Цифровое значение в процентах, в окне строки (рис.6.2.46), указывает число процентов изменения величины резистора или источника от номинального значения при нажатии на клавиатуре кнопки Up Arrow или Down Arrow. Это происходит при условии предварительной активизации выбранного компонента (активи(рис.6.2.36)- “изменение режима “ в окне схем). рована пиктограмма Убедитесь в соответствии режимов транзисторов Q1, Q2, Q3, указанных на рис.6.11, и рассчитанных, а при необходимости проведите коррекцию. 360 a) б) Рис.6.11 При этом нумерация компонентов может отличаться, от приведенной на рис.6.11, и это не требует редактирования, но следует учитывать при анализе свойств усилителя в частотной или временной области. Вычислите величину напряжений Uбэ01, Uбэ02 и Uбэ03 токи баз I бо1, I б02 и I б03 и коллекторов I ко1, I к02 и I к03 при сопротивлении обратной связи R9 =77 Ом и результаты сведите в таблицу 1. Таблица 1 R9 77, Ом 105, Ом Uбэ01, В Uбэ02, В Uбэ03, В Iб01, мА Iб02, мА 361 Iб03, мА Iк01, мА Iк02, мА Iк03, мА Проведите анализ режимов транзисторов Q1, Q2, Q3 по постоянному току схемы (рис.6.11) при значении резистора в цепи обратной связи R9 = 105 Ом, вычислите указанные ранее величины и результаты сведите в таблицу 1. 4.1.3 АЧХ бестрансформаторного усилителя мощности Анализ свойств усилителя мощности в частотной области проводят, предварительно обеспечив заданный режим транзисторов Q1, Q2, Q3 в ИРТ (рис.6.11) для сопротивления ОС R9 =77 Ом. Исследование свойств усилителя в частотной области проводится при воздействии на его входе гармонического сигнала. Модель источника сигнала выбирается выбором в окне схем команд Component → Analog Primitives → Waveform Sources → Sine Source с последующим заданием его параметров (рис.6.8). Анализ частотных свойств оконечного каскада обеспечивают последовательным выполнением команд: Analysis → AC…→ AC Analysis Limits → Run, в окне схем (рис 6.12). Рис.6.12 Параметры анализа схемы усилителя в частотной области (AC…) и сведения о выводимых на экран монитора кривых, указываем на выпадающем подменю (рис.6.2.47) (рис.6.12) В подменю AC Analysis Limits задается следующая информация: Frequency range — значения верхней и нижней границы частотного интервала и способом определения верхней частоты подинтервала. При линейном законе разбиения частотного интервала (рис.6.2.48)число подинтервалов определяется строкой Number of Points. Используя линейку прокрутки можно установить автоматический выбор шага, определяемый точностью интегрирования в процентах на каждом шаге интегрирования (указывается в строке Maximum Change %), 362 Number of Points — количество точек в заданном частотном интервале, в котором производится расчет частотных характеристик и полученные значения выводятся в форме таблицы (если активирована кнопка (рис.6.2.49)), Теmperature–диапазон изменения температур (может задаваться одно значение, при которой проводится анализ), Maximum Change %–максимально допустимое приращение функции на интервале шага по частоте (учитывается только при автоматическом выборе шага– активизация процедуры Auto Scale Ranges), Noise Input–имя источника шума, подключенного ко входу усилителя, Noise Output–номер (а) выходных зажимов, где вычисляется спектральная плотность напряжения шума, Run Options–определяет способ хранения полученных результатов: Normal- результаты расчетов не сохраняются, Save-результаты сохраняются на жестком диске, Retrieve–использование результатов расчета, хранящегося на жестком диске, для вывода на экран монитора, State Variables – задание начальных условий интегрирования На экран монитора, в соответствии с рис.6.12, выводится частотная зависимость коэффициента усиления по напряжению (YExpression, Plot 1) в узле 5 и ЭДС (Plot2). Область частот (XExpression -F), в которой проводится анализ, определяется форматом: максимальное значение выводимой переменной, ее минимальное значение и шаг сетки значений. Аналогично задаются условия при выводе на экран монитора значений коэффициента усиления. Характер изменения значений по осям – линейный, что выбирается нажатием двух левых крайних кнопок (рис.6.2.50) в каждой строке выводимых значений. Вход в режим анализа частотных свойств ДУ производится нажатием кнопки (рис.6.2.51). (Замечание: обратите внимание на номера узлов, с которых снимается напряжение и к номеру какого узла относится это напряжение, что особенно важно при нумерации узлов, отличной от указанной на рис.6.12). Результаты анализа представлены на рис.6.13. Рис.6.13 363 Замечание: расчет АЧХ всегда проводится для единичной ЭДС генератора на входе Gin: А = 1В. Указанная в описании модели (рис.6.8) амплитуда А = 0,8 В используется только при анализе во временной области Transient… . На графике АЧХ усилителя по напряжению определите коэффициент усиления по напряжению на средней частоте К ср (f = 10 кГц). Для этого на нижней строке окна результа- (рис.6.2.52). Для перехода в другую систему коордитов активизируйте пиктограмму нат щелкните левой кнопкой мыши на название переменной, выводимой на экран (она станет подчеркнутой). На полученных графиках результатов анализа в режиме двух курсоров определите граничные частоты полосы пропускания усилителя по напряжению и по ЭДС (f нч, f *нч, f * * 2 = 3 дБ. Для этого необходимо вч, f нч) для величины линейных искажений М = М = активизировать пиктограмму (рис.6.2.52) (Peak), а затем нажать на пиктограмму (рис.6.2.53) (Go To Y) и на выпадающем подменю окне (рис.6.2.54) (рис.6.14) в (рис.6.2.55) указать значение, соответствующее уровню меньше в 2 раз К ср и поочередно нажав на кнопки (рис.6.2.57) получить значения, соответствующие, например f измерения занесите в таблицу 2. нч (рис.6.2.56), и f вч. Полученные Таблица 2 Зависимость R9, Ом 77 105 АЧХ по напряжению К ср fн f АЧХ по ЭДС К *ср f *н f*в Повторить измерения для резистора в цепи обратной связи R9 = 105 Ом и результаты внести в таблицу 2. 4.1.4 Расчет временных зависимостей (токов и напряжений) в различных точках принципиальной схемы. Определение формы выходного напряжения и его спектра Исследование временных характеристик усилителя мощности в различных точках схемы и спектра напряжения на нагрузке проводится с использованием принципиальной схемы (рис.6.4) для режимов транзисторов по постоянному току, указанных на рис.6.1. На входе усилителя включен источник гармонического сигнала GIN, параметры которого описаны в подменю усилителя (рис.6.14) (рис.6.2.32) рис.6 8. Вход в режим анализа схемы 364 Рис.6.14 во временной области осуществляется последовательным вводом команд в окне схем Analysis → Transient … → (рис.6.2.51) (рис.6.1). (рис.6.2.58) → Значения пределов анализа и исходные условия, кривые, выводимых на экран монитора, описаны в подменю (рис.6.2.58) (рис. 6.14) Кнопки на верхней строке означают: (рис.6.2.11) -добавление строки, в перечень выводимых на экран монитора, содержание которой определяется положением курсора перед нажатием кнопки, (рис.6.2.12) — удаление строки, выводимых на экран монитора результатов, номер которой определяется положением курсора перед нажатием кнопки, (рис.6.2.59) — ввод дополнительной информации в окно, определяемое положением курсора, (рис.6.2.60) — подменю, реализующее пошаговое изменение параметров компонентов принципиальной схемы по закону, определяемому свойствами подменю 365 (рис.6.2.61) — подменю “свойства” описывающее возможности, предоставляемые МС9 при анализе во временной области (изменение перечня выводимых кривых, цвета, расчет спектральных характеристик любой из выводимых зависимостей и др.) (рис.6.2.16) — файл помощи. Окно (рис.6.2.62) определяет пределы временного анализа; задается в формате: верхняя граница, нижняя границ, шаг разбиения всего интервала анализа (можно задавать только верхний предел, что означает наличие только верхней границы анализа, например, t = 1 мсек, с нижней границей t =0), - (рис.6.2.63) максимальный шаг разбиения заданного интервала анализа. Система МС9 выбирает наибольший интервал интегрирования, ограниченный лишь точностью, составляющей по умолчанию 0,01 на каждом интервале, (рис.6.2.64) — число точек выводимых на печать (вместо изображения кривой на экране монитора) при активизации пиктограммы строке, (рис.6.2.49) в соответствующей (рис.6.2.65) — указывается температура, при которой проводится анализ, или список температур, или закон ее изменения, (рис.6.2.66) — указывает число повторений вывода на экран монитора (варианты результатов расчета, ранее сохраненных, при выборе в окне расчета) с помощью линейки прокрутки опции Retrieve (восстановление) (рис.6.2.67) — выбор с помощью линейки прокрутки способа представления результатов анализа (рис.6.2.68) Normal – обычный, когда результаты расчета выводятся на экран монитора без сохранения их на диске, Save – сохранение, результаты не выводятся на экран, а записываются на диске, Retrieve – восстановление, когда результаты расчета, записанные ранее на диске выводятся на экран, как полученные при моделировании, (рис.6.2.69) — начальные значения переменных, используемых при моделировании, (рис.6.2.70) выбор строки предполагает использование в качестве начальных значений переменных (рис.6.2.71) — нулевые (наиболее часто используемый вариант), (рис.6.2.72) — считывать ранее записанные значения, (рис.6.2.73) — однократно использовать текущие значения, (рис.6.2.74) — расчет проводится количество раз, указанное в строке (рис.6.2.75). В качестве начальных значений используются, рассчитанные по 366 постоянному току, перед первым анализом во временной области. (рис.6.2.76) — расчет режимов АЭ в рабочей точке по постоянному току, (рис.6.2.77) — проводится только расчет по постоянному току (если помечается), (рис.6.2.78) — автоматический выбор пределов для результатов, представляемых на экране монитора (если помечена строка), (рис.6.2.79) — накапливает результаты моделирования (кривые, графики) редактируемой схемы (если помечена строка). Результаты моделирования могут быть представлены на одной или нескольких страницах (рис.6.2.80), если есть указание в этой колонке. (рис.6.2.81)- указывает номер рисунков, которые могут быть помещены в одну систему координатпри совпадении номера. Пределы представления кривых выбираются из числа наибольших, для выводимых зависимостей. (рис.6.2.82)- выражение или обозначение переменной по оси абсцисс, (рис.6.2.83)- выражение или обозначение выводимой переменной по оси ординат, (рис.6.2.84)- пределы изменения аргумента на экране монитора по оси абсцисс, (рис.6.2.85)- пределы изменения функции на экране монитора по оси ординат. (рис.6.2.86)в каждой строке результатов позволяКрайние слева пиктограммы ют выбирать способ изменения аргумента и функции в каждой системе координат, например, линейный по оси абсцисс и линейный по оси ординат. (рис.6.2.87) предоставляют возможность выбора цвета Нажатие на пиктограмму кривой, выводимой на экран. Как видно из рис.6.14, на экран должна выводиться форма напряжения в узлах V(1) и V(5), на выходе генератора GIN и на нагрузке, а также спектр выходного сигнала (Harm (V5)). Рассчитанные зависимости представлены на рис.6.17 367 Рис.6.15 Как видно из рис.6.15 спектр напряжения на нагрузке содержит достаточно выраженные нечетные гармоники входного сигнала. Определите значение коэффициента гармоник к г для значений компонентов схемы (рис.6.14). Вычислите среднее значение амплитуды напряжения на нагрузке Um ср = (Um1 + Um2 )/2, где Um1 – наибольшее значение на периоде колебания выходного напряжения, а Um2 – наименьшее. Для этого используйте пиктограммы (рис.6.2.88) (Peak) и вычислений занесите в таблицу 3. Параметр Резистор Um ср, В (рис.6.2.89) (Valley) окна результатов. Результаты к г, % I mк3 , мА I к1 max , мА Таблица 3 I к2 max , мА R9, Ом R9 опт, Ом R9 опт, А опт Выбор оптимального сопротивления обратной связи Определите оптимальное значение сопротивления обратной связи R9опт, при котором отсутствует отсечка выходного напряжения сверху или снизу, при заданной амплитуде входного напряжения. Отсечка происходит вследствие перехода одного из транзисторов Q1 или Q2 в режим насыщения. Для этого используйте схему на рис.6.16. 368 Рис.6.16 Определение оптимального значения R9опт основано на вариации значения резистора R9 с использованием подменю (рис.6.3.1). Для этого последовательным выполнением команд Analysis → Transient… → Transient Analysis Limits → Stepping входят в подменю (рис.6.3.1) (рис.6.17) Рис.6.17 Используя линейку прокрутки (рис.6.17) выбираем варьируемый компонент R9. 369 Рис.6.18 Затем, на первой закладке (рис.6.18) указываем варьируемый компонент (рис.6.3.3) до (рис.6.3.2)и пределы изменения сопротивления от (рис.6.3.4)с шагом (рис.6.3.5)через 10 Ом. Точка в рамке (рис.6.3.6)указывает на подтверждение режима варьиро- (рис.6.3.7)указывает на мевания компонента R9. Метка в рамке тод изменения шага варьируемого компонента линейный. Может применяться также логарифмический закон или некоторый перечень – список. В рамке (рис.6.3.8)указывается тип изменяемого параметра, что может быть или компонентом или параметрами модели какого-либо компонента, также индексами компонента. Закон изменения выбранного параметра указывается в рамке (рис.6.3.9). При вариации нескольких компонентов возможны варианты (профессиональная версия МС9), когда одновременно изменяются все параметры (рис.6.3.10) или происходит вариация групп параметров, в некоторой последовательности (рис.6.3.12)включает вариацию всех (рис.6.3.11) (выбран этот вариант). Кнопка компонентов, указанных на закладках, а кнопка (рис.6.3.13)отключает варьи- (рис.6.3.14) отменяет варьирование параметрование всех параметров. Кнопка ров в пределах, указанных на закладках для каждого параметра, и устанавливает переделы и шаг изменения по умолчанию. Кнопка (рис.6.3.15)отменяет ранее веденные указания. Кнопка (рис.6.3.16)позволяет обращаться к файлу помощи программы. Нажатие на кнопку (рис.6.3.17)включает режим варьирования параметров для условий, выбранных в подменю Нажатие на копку . (рис.6.3.1) 370 (рис.6.3.17)одновременно возвращает в окно результатов, где нажатием на пиктограмму (рис.6.3.18) входят в режим анализа. Результаты анализ, приведенные на рис.6.19 показывают, что Рис.6.19 Например, при сопротивлении ОС R9 =110 Ом наблюдается ограничение при положительной полуволне выходного напряжения, а при R9 = 50 Ом – при отрицательной. Значение сопротивления, при котором характер зависимости выделяется цветом на семействе кривых, указывается при нахождении в окне результатов активизацией пиктограммы (рис.6.3.19) (рис.6.3.20). Таким образом можно проанализировать все кривые. Более просто, находясь в окне результатов, подвести курсор к любой их выбранных кривых, еще обладающей или уже не обладающей ограничением сверху или снизу, и выбрать пару таких, у которых нет ограничений ни сверху, ни снизу. При этом в окне рядом с курсором указывается текущее значение положения курсора и величина сопротивления резистора R9. Полусумма значений этих сопротивлений R9 опт обеспечивает форму выходного напряжения без отсечки, при выбранной амплитуде сигнала (GIN) на входе усилителя. Полученное значение сопротивления R9 установить в схеме (рис.6.16), заменив R9 =77 Ом, и, проведя моделирование во временной области (вводя пределы анализа в спектральной области по аналогии с рис.6.14, подменю лирования внесите в таблицу 3. (рис.6.2.58)) вычислите к г и Um ср. Результаты моде- Эпюры выходных токов транзисторов Форму коллекторных токов транзисторов для схемы (рис.6.22) 371 Рис.6.20 получают последовательно выполняя команды Analysis → Transient… → Transient Analysis Limits → Run, находясь в окне схем (рис.6.20) Рис.6.21 для значения сопротивления ОС R9 = 77 (рис.6.2.58) (рис.6.22) 372 Ом, используя подменю Рис.6.22 Активируя пиктограммы (рис.6.3.21) (Peak) и (рис.6.3.22) (Valley) в окне результатов, по аналогии с рис.6.17, определим амплитуду тока I mк3 и максимальные значения коллекторных токов I к1 max , I к2 max, результаты измерения вставим в таблицу 3 (необходимо активизировать строку Harm (V(5)) рис. 6.22). Заменив значение сопротивления ОС на оптимальное (R9 опт), повторите эксперимент и результаты внесите в таблицу 3. Выбор оптимального значения амплитуды напряжения на входе усилителя Выходное напряжение формируется токами коллекторными плеч выходного каскада, протекающими через сопротивление нагрузки. Оценим влияние на форму выходного напряжения амплитуды напряжения на входе усилителя (напряжения возбуждения). Для этого выберем файл лабораторной работы 6.3.4 (рис.6.23) Рис.6.23 Находясь в окне схем, и выполнив последовательно команды Analysis → Transient… → Transient Analysis Limits → Stepping, войдем в подменю 373 (рис.6.3.1). Ис- пользуя линейки прокрутки выберем в качестве варьируемого параметра амплитуду А компонента V5 (рис.6.24) a) б) Рис.6.24 Функциональные возможности кнопок и надписей подменю (рис.6.3.1)описаны ранее при определении оптимального значения сопротивления ОС R9 опт. Для выбранных значений пределов и шага изменения амплитуды входного сигнала А, нажав ОК, а затем в окне результатов пиктограмму мейство кривых (рис.6.25) 374 (рис.6.3.23) (Run), получим се- Рис.6.25 (рис.6.3.20)в окне результатов можно легко выделить Выбрав подменю значения амплитуды на входе, с которой возникает режим ограничения коллекторного тока одного из транзисторов (I к1), а затем, перейдя на другое семейство кривых, (I к2). Определив таким образом значение амплитуды (А опт), соответствующей линейному работы транзисторов (отсутствие ограничения коллекторного тока), измените значение амплитуды в описании генератора гармонических колебаний (GIN). Для значения амплитуды Аопт повторите эксперимент (рис.6.15, 6.16) по вычислению коэффициента гармоник напряжения на выходе усилителя мощности (файл 6.3.1) при оптимальном сопротивлении ОС (R9 опт) и оптимальной амплитуде входного сигнала (А опт). Результаты вычислений внесите в таблицу 3. 2.2.5 Температурная стабилизация режимов транзисторов оконечного каскада Проводится сравнительная оценка изменения коллекторного тока одного из плеч выходного каскада при изменении температуры окружающей среды и возможность ее уменьшения. Последовательное включение диодов D1 и D2 в исходной схеме (рис.6.26,а) заменено параллельным соединением резистора R15 и конденсатора С12 (рис.6.26,б), обеспечивающее одинаковое напряжение смещения на транзисторах Q1 и Q4, Q2 и Q5. Величина тока в цепочке R 15 и C12 и падение напряжения на ней равны значениям тока и напряжения на последовательном включении диодов. 375 Рис.6.26 Подбор сопротивления резистора R15 позволяет обеспечить практически равные коллекторные токи транзисторов Q4 и Q5 (рис.6.27) для равных сопротивлений нагрузки (R10 = R14) и сопротивлений ОС (R9 = R13 =77 Ом). Рис.6.27 376 Равенство режимов транзисторов оконечного каскада по постоянному току в обеих схемах обеспечивает идентичность начальных условий эксперимента. Температурная зависимость режимов транзисторов по постоянному току Проводится анализ влияния температуры внешней среды на сопротивление последовательного включения диодов (D1 и D2, рис.6.26,а) и цепочки смещения (R15,С12), а так же на величину коллекторных токов в исходной рабочей точке (ИРТ) транзисторов Q1 ÷ Q6. Последовательным выполнением команд Analysis → DC…. → DC Analysis Limits → Run входят в режим анализа обеих схем по постоянному току. Условия анализа задаются в (рис.6.3.24) (рис.6.28) подменю Рис.6.28 В подменю (рис.6.3.24)содержатся кнопки, позволяющие (рис.6.2.11)- добавлять новые зависимости к числу уже выводимых на экран монитора, (рис.6.2.12)- удалять активизированную курсором строку из числа выводимых на экран, (рис.6.2.59)- увеличивать площадь, отводимую под текстовую информацию, в окне, активизированном курсором, (рис.6.2.60)- осуществлять варьирование выбранного в подменю (рис.6.3.1) параметра, (рис.6.2.61)- изменять представление выводимых на экран характеристик (тип, формат, цвет и др.), (рис.6.2.16)- обращение к файлу помощи. Описание варьируемых параметров приводится в рамке Sweep (рис.6.3.25) В качестве варьируемого параметра (Variable 1) выбирается с помощью линейки прокрутки температура (ТЕМР — Name), которая изменяется с автоматическим выбором шага (Method — Auto) в пределах каждого подинтервала в 5 градусов, в интервале значений (Range -40,70). Используя линейку прокрутки можно выбрать другие способы изменения температуры (Method — по логарифмическому закону -Log, с автоматическим выбором шага – Auto, в соответствии со списком — List). Изменение температуры с автоматиче377 ским выбором шага сопровождается указанием о допустимой точности решения нелинейных уравнений (максимальная ошибка не более, например, 5%, указывается в рамке Maximum Change %). При вариации температуры значение других параметров (например, V5 — Variable 2) не изменяется (None). Неактивированное окно Range в рамке Temperature исключает возможность задания какого-либо другого способа изменения температуры (в окне Method) кроме, указанного в рамке Sweep. Полученные результаты могут выводиться на экран монитора без сохранения результатов в памяти (при выборе с помощью линейки прокрутки режима Normal) в строке Run Options. Возможно использование режимов Save (сохранение полученных результатов в файле) или хранение в оперативной памяти с последующим использованием их качестве начальных условий (Retriеve). Метка в строке Accumulate Plots позволяет хранить несколько графиков. Моделирование может проводиться для заданных пользователем значений пределов по оси абсцисс и ординат для графиков, выводимых на экран монитора или с автоматическим выбором граничных значений (метка в строке Auto Scale Ranges). Как следует из рис.6.28, по оси абсцисс будет откладываться температура в градусах Цельсия, а по оси ординат – сопротивление последовательной цепочки диодов r д и параллельной цепочки R15,C12, а также значения токов в ИРТ коллекторов транзисторов выходных каскадов – I к1, I к2, I к4, I к5,. Назначение кнопок (Run, Add и др.) не отличается от применяемых, например, в подменю AC Analysis Limits (рис.6.13). Результаты анализа приведены на рис.6.29 Рис.6.29 Равенство режимов транзисторов в ИРТ при температуре T =27оC подтверждается равенством сопротивлений цепочки диодов и параллельной цепочки R15,C12. Коллекторный ток выходного каскада с параметрической стабилизацией и без стабилизации Для сравнения влияния температуры на коллекторный ток идентичных транзисторов в одном плече выходного каскада и подбора закона изменения сопротивления терморезистора проведем анализ токов I к01 и I к04. Для получения зависимостей в одной системе ко378 ординат войдем в подменю Analysis → DC…. → DC Analysis Limits → Run пределы анализ (рис.6.30) и укажем Рис.6.30 На экран монитора будем выводить температурные зависимости токов коллекторов, нормированные для температуры t = 27оС. Результаты моделирования представлены на рис.6.31. Расчет предваряет анализ режимов работы транзисторов по постоянному току (Analysis → Dynamic DC…→ Dynamic DC Limits → OK, рис.6.26, 6.27). Рис.6.31 Сравнение зависимостей I к01 и Iк04 показывает значительно меньшее изменение тока коллектора I к01 при изменении температуры. Оцените абсолютную величину изменения токов коллектора I к01 и Iк04 при изменении температуры от -40 о С до +70 о С. Вычислите I к01 — I к01 ном или I к04 — I к04 ном , где I к01 ном (I к04 ном) значение коллекторного тока соот379 ветствующего транзистора (Q1 или Q4) при температуре t = 27 оС и результаты внесите в таблицу 4. Таблица 4 Параметр Стаб. Температура, о С Iк01 -I к01ном элем. Сопротивление R9=77 Ом R9=Rопт -40 -20 0 20 40 60 70 (Iк04 -I к04ном) rд R15 Rt rд R15 Rt Используя метод равномерного линейного приближения (см. разд.7) получим уравнение прямой (б): Iк04 = 0,00853t -0,023, соединяющую середины хорд кривой Iк04 и, соответствующей наилучшему линейному приближению (рис.6.31). Температурная стабилизация оконечного каскада с применением терморезистора Угол наклона прямой, соответствующей наилучшему линейному приближению, определяет значение температурного коэффициента ТС1 резистора, включаемого между базами транзисторов Q4 и Q5. Описание модели терморезистора (рис.6.32) в основном совпадает с описанием обычного резистора (рис.6.5). Назначение кнопок, описание атрибутов и др. рассмотрены ранее при вводе схемы усилителя мощности. В этом случае не ограничиваются указанием атрибутов резистора (PART, RESISTANCE), а включают описание Рис.6.32 параметров, задающих температурную и (или) частотную зависимость величины сопротивления. Это происходит при описании атрибута MODEL. В этом случае можно описать MODEL в строке задания атрибута VALUE в формате [ТС=<tc1>[<tc2>]]. Если ограничиться указанием имени модели (например, Rt), то температурные факторы вводятся в подсвеченных окнах текстового файла (рис.6.3.26) вводятся параметры резистора, где 380 (рис.6.3.27)-масштабный коэффициент спектральной плотности шума. Редактирование коэффициента и его сохранение проводится только для конкретной схемы. Сохраняется в текстовом файле описания модели резистора, (рис.6.3.28)- масштабный множитель сопротивления. Отредактированное значение и описание сохраняется в текстовом файле, (рис.6.3.29)- линейный температурный коэффициент. Отредактированное значение сохраняется в текстовом файле описания модели, (рис.6.3.30)- квадратичный температурный коэффициент. Отредактированное значение сохраняется в текстовом файле описания модели, (рис.6.3.31)- экспоненциальный температурный коэффициент сопротивления. Отредактированное значение сохраняется в текстовом файле описания модели. Номинальное значение сопротивления резистора, задаваемое в окне атрибутов RESISTANCE составляет величину, определенную для номинальной температуры (по умолчанию t = 27оС) и режима транзисторов по постоянному току при вычислении напряжений в узлах и токов в ветвях схемы (рис.6.26). Параметр модели резистора ТС1 – линейный температурный коэффициент часто задается в справочном листке резистора как миллионные доли на оС (ppm/degree C). Для преобразования этого справочного параметра в ТС1 необходимо его деление на 106. Для гипотетического резистора R15, который должен обладать температурной зависимостью его сопротивления (Rt), противоположной характеру изменения току коллектора значение ТС1= -8,53е-3. Схема усилителя мощности с включенным “терморезистором Rt ” имеет вид (рис.6.33,б) Рис.6.33 Последовательно выполнив команды Analysis → Dynamic DC…→ Dynamic DC Limits → OK, получим результаты анализа схемы усилителя на постоянном токе (рис.6.36). Сравнивая значения напряжений в узлах и токов в ветвях схемы (рис.6.28,6.29) и схемы, с введенным терморезистором (рис.6.34), убеждаемся, что режим по постоянному току не изменился. 381 a) б) Рис.6.34 Сравнивая значения напряжений в узлах и токов в ветвях схемы (рис.6.26,6.27) и схемы, с введенным терморезистором (рис.6.34), убеждаемся, что режим по постоянному току не изменился. Сравним характер изменения сопротивления диодов r д (рис.6.36,а) и сопротивления терморезистора Rt (рис.6.36,б) при изменении температуры. Для этого последовательно выполним, находясь в окне схем Analysis → DC…. → DC Analysis Limits → Run. Находясь в подменю DC Analysis Limits, зададим пределы и вид кривых, выводимых на экран монитора (ис.6.35) 382 Рис.6.35 Температурная зависимость сопротивлений r д и Rt представлена на рис.6.36 Рис.6.36 Повторим расчет по постоянному току коллекторных токов транзисторов Q1 и Q4, задав условия анализа в подменю (рис.6.37). 383 Рис.6.37 Результаты расчета температурной зависимости коллекторных токов транзисторов Q1 и Q4 приведены на рис.6.38. Рис.6.38 (I к04 ном) значение колВычислите I к01 — I к01 ном или I к04 — I к04 ном , где I к01 ном лекторного тока соответствующего транзистора (Q1 или Q4) при температуре t = 27 оС и результаты внесите в таблицу 4. Повторите расчет для оптимального значения сопротивления ОС R9 = R опт, вычисленного в п.2.2.4 и результаты внесите в таблицу 4. 5 Содержание отчета Отчет должен включать в себя: 1. Наименование и цель работы. 2. Принципиальную схему бестрансформаторного усилителя мощности с вольтдобавкой с указаниями значений постоянных напряжений в узлах и токов в ветвях. 3. Линейное уравнение функции наилучшего приближения для оптимального значения сопротивления ОС R9 = R опт 4. Заполненные таблицы 1 ÷ 4. 384 5.Краткие выводы 6 Контрольные вопросы 1. Изобразите схему двухтактного трансформаторного каскада. Покажите протекание постоянной и переменой составляющих токов. 2. Какой режим работы усилительных элементов используется обычно в двухтактных усилителях мощности и почему? 3. Поясните в чем преимущество бестрансформаторных схем в оконечных усилительных каскадах по сравнению со случаем применения согласующих трансформаторов. 4. Изобразите схему однотактного усилителя. Сравните значение КПД, получаемого в однотактной и двухтактной схеме, объясните причину различия. 5. Изобразите нагрузочную характеристику для схемы трансформаторного усилителя, работающего в режиме А. Укажите положение рабочей точки активного элемента и преимущества и недостатки такого выбора. 6. Изобразите нагрузочную характеристику для схемы трансформаторного усилителя, работающего в режиме В. Укажите положение исходной рабочей точки активного элемента и преимущества и недостатки такого выбора. 7. Почему редко используются схемы однотактных бестрансформаторных оконечных каскадов? Изобразите принципиальную схему такого каскада. 8. Изобразите принципиальную схему простейшего бестрансформаторного выходного усилительного каскада с двумя источниками питания. 9. Изобразите принципиальную схему двухтактного бестрансформаторного усилительного каскада с вольтдобавкой и покажите протекание постоянных токов. 10.Нарисуйте принципиальную схему двухтактного бестрансформаторного усилительного каскада с вольтдобавкой и поясните, как обеспечивается напряжение смещения на транзисторах. 11. Какой вид обратной связи (по знаку и способу подачи и снятия напряжения ОС) обеспечивается в усилителе мощности с вольтдобавкой? 12. Какую функцию выполняют диоды в схеме бестрансформаторного усилителя мощности с вольтдобавкой? Как изменится форма выходного сигнала при уменьшении их числа до одного? 7 Краткие теоретические сведения Работа выходных каскадов от других отличается высоким уровнем сигнала. Это требует повышения эффективности использования транзисторов по току и напряжению, т.е. работу транзисторов в режимах близких к режиму насыщения, а повышение КПД – использованию АЭ с малыми значениями токов в ИРТ. Все вместе это приводит или к режиму ограничения, или к режиму отсечки выходного тока, искажению его формы и, соответственно, возрастанию нелинейных искажений. В зависимости от реализации различают два вида выходных каскадов: однотактные и двухтактные. В зависимости от применяемой цепи связи с нагрузкой: резисторные, дроссельные и трансформаторные; а при отсутствии цепи связи – бестрансформаторные и бесконденсаторные. В зависимости от типа применяемых АЭ – выходные каскады могут быть транзисторные или ламповые. Необходимость получения большой выходной мощности (напряжения) в нагрузке требует применения в выходных каскадах АЭ с большой мощностью рассеяния на коллекторе (аноде), работающих на мощностях, близких к предельным значениям. Это в свою очередь требует увеличения мощности источников питания и повышения КПД каскада, что позволяет снизить потребляемую мощность и мощность рассеяния на АЭ. Уменьшение 385 рассеиваемой мощности позволяет снизить остроту проблемы отвода тепла, повысить стабильность работы АЭ, повысить экономичность работы выходного каскада. Методика анализа работы выходных каскадов существенно отличается от применяемой для каскадов предварительного усиления, работающих на малом сигнале. В этом случае при расчете параметров каскада необходимо применять, усредненные по амплитуде сигнала, значения крутизны, внутреннего сопротивления. Обычно для этого применяют графоаналитические методы с использованием динамических характеристик, позволяющие оценить выходную и потребляемую мощность, уровень нелинейных искажений. Однотактные выходные каскады Различают резисторные, трансформаторные и дроссельные выходные каскады. Резисторные каскады предназначены для усиления высоких уровней напряжения и широко применяются в операционных усилителях, УПТ, балансных и дифференциальных каскадах, широкополосных и импульсных усилителях [2,3]. Применение согласующего трансформатора в выходных каскадах позволяет обеспечивать оптимальное, с точки зрения согласования с нагрузкой, сопротивление в выходной цепи АЭ. Трансформаторные выходные каскады получили широкое применение в усилителях многоканальной связи, когда входной и выходной трансформаторы выполняют функцию не только согласующих цепей, но и являются компонентом цепи общей частотно-зависимой отрицательной ОС. Дроссельный каскад, обладая свойствами во многом схожими с трансформаторным каскадом, при этом не позволяет обеспечивать оптимальное сопротивление нагрузки и поэтому находит ограниченное применение. Трансформаторный каскад В однотактном выходном каскаде усиление осуществляется одним транзистором (рис.6.39,а), работающем в режиме А а) б) Рис.6.39 Выходной трансформатор Т преобразует сопротивление внешней нагрузки Rн (например, волновое сопротивление коаксиальной линии) в сопротивление коллекторной нагрузки Rн к : Rн к = r 1 + (r 2+ Rн)/n2т , (6.1) 386 где r 1 и r 2 — активные сопротивления первичной и вторичной обмоток трансформатора (сопротивление потерь, которым обычно пренебрегают, т.к. Rн >> r 1 + r 2); nт = ω 1/ω 2 – коэффициент трансформации, где ω 1 и ω 2 – число витков первичной и вторичной обмоток трансформатора. Выходной трансформатор одновременно позволяет исключить взаимное влияние нагрузки на режим работы АЭ и, наоборот. Нагрузочная прямая ВС (рис.6.41,б), наклон которой величиной сопротивления Rн к, проходит через точку А, положение которой определяется режимом в ИРТ (Uкэ0, I к0), задаваемой на нагрузочной прямой по постоянному току. Если сопротивление первичной обмотки трансформатора r 1 = 0, то нагрузочная прямая по постоянному току проходит вертикально через точку А и Uкэ0 = Е. Временные диаграммы (рис.6.41,б) отражают характер мгновенных значений коллекторного тока и напряжения максимально возможной амплитуды при усилении гармонического сигнала. Точки В и С определяют границы используемой нагрузочной прямой при работе транзистора в режиме А. Точка В соответствует границе перехода в режим насыщения, а точка С – в режим отсечки. Напряжение в точке В и ток в точке С являются минимальными и называются остаточными (u ост, i ост). Эффективность работы транзистора определяется коэффициентами использования тока и напряжения транзистора ξi = I кm / I к0, ξu = U кm / U к0 , (6.2) где Uкэm, I кm – амплитуда напряжения и тока на коллекторе транзистора (рис.6.41,б) Коэффициенты ξi и ξ u выбирают исходя из требований получения максимально возможной выходной мощности при заданном уровне нелинейных искажений, что ограничивает их значения в реальных условиях до величины 0,8 …0,9. Мощность, отдаваемая в эквивалентную нагрузку транзистора в коллекторной цепи, Rн к Р~ = 0,5 Uкэm I кm (6.3) Мощность, потребляемая от источника питания Р0 = 0,5 Uкэ0 I к0 (6.4) При этом КПД каскада будет η = Р~/ Р0 = Uкэm I кm/2Е I к0 = 0,5 ξi ξ uξ 0 , (6.5) где Е – напряжение источника питания, а ξ 0 = U кэ0 /Е – коэффициент использования напряжения источника питания. Поскольку ξ 0 <1, ξ u <1, ξi < 1, а I кm < I к0 , Uкэm < U кэ0< , то КПД каскада всегда меньше 50%, хотя и выше чем для резисторного каскада. Обычно коэффициенты использования не стремятся получать наибольшими (равными единице) поскольку вблизи точек В и С работа транзистора сопровождается большими нелинейными искажениями. С учетом КПД трансформатора η т , мощность отдаваемая в реальную нагрузку Rн Р н = Р~·ηт (6.6) Транзистор выбирают по значению мощности, рассеиваемой на коллекторе Р к.макс по условию Р к.макс ≥ (2,5…3,5) Р~ (6.7) Поскольку мощность на нагрузке пропорциональна квадрату амплитуды напряжения, то в режиме А (при неизменном среднем токе питания) уменьшение амплитуды напряжения на нагрузке приводит к быстрому уменьшению КПД. Кроме того, как показывает (6.5) мощность, выделяемая на коллекторе транзистора Р к Р к = Р0 — Р~ (6.8) будет сильно изменяться при колебаниях уровня входного сигнала. К другим недостаткам трансформаторных каскадов следует отнести большие размеры, массу, стоимость, сравнительно узкую полосу пропускания и невозможность реализации усилителя по интегральной технологии. 387 Двухтактные выходные каскады Двухтактными называют каскады, содержащие два усилительных элемента (иногда две группы параллельно соединенных АЭ), работающих на общую нагрузку, а фазы выходных токов которых, противоположны. Отдельно взятый АЭ, с цепями связи и питания, образует плечо двухтактного каскада. В зависимости от способа управления АЭ двухтактные каскады подразделяются на каскады: - с параллельным управлением однофазным входным напряжением (при использовании в качестве АЭ БТ применяют транзисторы с разным типом проводимости, работающие в режиме В или АВ) - с параллельным управлением двухфазным напряжением (применяют однотипные БТ, работающие в режиме А или АВ) - с последовательным управлением однофазным напряжением (применяют однотипные БТ, работающие в режиме А, когда сигнал с выхода первого из них, подается на вход второго). Благодаря отличию фаз выходных токов на π происходит частичная компенсация нелинейных искажений, вносимых плечами. Использование режима А в выходных каскадах обеспечивает очень малые нелинейные искажения, меньшие чем в однотактной схеме. Транзисторные схемы двухтактных оконечных каскадов, использующих выходной трансформатор, могут выполняться с резисторно-емкостной или с трансформаторной связью с предоконечным каскадом (рис.6.40) Рис.6.40 Резисторы R1 и R2 – делитель напряжения питания, обеспечивающий смещение на оба транзистора VT1 и VT2и задающий ток коллектора каждого транзистора I к0 в исходной рабочей точке. Резистор R3 — сопротивление эмиттерной температурной стабилизации. Для выравнивания коллекторных токов плеч вместе с резистором R3 могут быть дополнительно включены резисторы в эмиттерные цепи каждого транзистора. При работе усилительных элементов в режиме В резисторы в цепях эмиттеров отсутствуют. Входные напряжения u вх1 и u вх2 равны по величине и противоположны по фазе. Трансформатор Т1 обеспечивает получение противофазного напряжения, необходимого для возбуждения оконечного каскада, т.е. является фазоинверсным звеном. При открывании одного транзистора другой закрывается, т.е. транзисторы работают поочередно, создавая токи коллекторов iк2 и iк3 . Эти токи протекая через первичную обмотку трансформатора Т2 индуцируют во вторичной обмотке токи, протекающие через нагрузку во встречных направлениях. Нагрузка Rн подключена к транзисторам через выходной трансформатор со средней точкой в первичной обмотке. Для трансформатора Т со средней точкой мгновенные напряжения на входе каждой из плеч при косинусоидальном входном сигнале можно представить u вх1 = U mвхcos ωt; (6.9) u вх2 = U mвхcos (ωt+π) = — U mвхcos ωt. (6.10) 388 Ток iк2 в коллекторной цепи транзистора VT2 под действием напряжения u вх1 вне зависимости от режима работы транзистора (А, В, АВ) можно представить разложением в ряд Фурье iк2 = I ср + I m1 cos ωt + I m 2 cos 2ωt + I m 3 cos 3ωt + ..... , (6.11) где I ср — среднее значение коллекторного тока, I m1, I m2, I m3, …- амплитуды соответствующих гармоник коллекторного тока (полагая начальные фазы равными нулю). Коллекторный ток i3 транзистора VT3 с учетом входного воздействия (6.10) представляем разложением в ряд Фурье заменой аргументов ωt на ωt+π iк3 = I ср − I m1 cos ωt + I m 2 cos 2ωt − I m 3 cos 3ωt + ..... (6.12) Поскольку токи iк2 и i3 в первичной обмотке трансформатора Т2 протекают встречно, создавая встречный магнитный поток, пропорциональный разности iк2 — i3 , то ток в нагрузке, iн = d ( iк2 — i3 ) (6.13) обусловленный этим потоком, iн = d (2 I m1 cos ωt + 2 I m 3 cos 3ωt + .....) , (6.14) где d – коэффициент пропорциональности содержит только удвоенные нечетные гармоники. Из выражений (6.13) и (6.11), (6.12) следует, что четные гармоники компенсируются, не создавая магнитный поток, а, следовательно, напряжение на нагрузке отсутствует. Анализируя соотношение (6.14) можно заметить, что двухтактный каскад обладает рядом положительных свойств. — компенсация четных гармоник, т.к. они, входя в состав токов плеч каскада, изменяются синфазно, взаимно уничтожаясь в нагрузке. — отсутствие постоянного тока подмагничивания магнитной цепи выходного трансформатора, поскольку при отсутствии сигнала через первичную обмотку протекают равные токи iк2 и i3 , создающие равные и противоположные магнитные поля, компенсирующие друг друга. Это позволяет уменьшить габариты и стоимость выходного трансформатора. — относительно небольшая чувствительность к пульсациям питающего напряжения. Это объясняется тем, что токи покоя обоих плеч изменяются одинаково и поэтому их разность оказывается равной нулю. В связи с этим, допускаются пульсации напряжения источников питания для двухтактных схем в 3-5 раз выше, чем для однотактных. — отсутствие тока частоты усиливаемого сигнала в цепи источника питания; поскольку суммарный ток, проходящий через источник питания, не содержит составляющей частоты входного воздействия. Это снижает требования к фильтрам на выходе источников питания, упростить развязывающие межкаскадные фильтры. Двухтактные каскады в режиме В Двухтактные каскады в режиме А создают очень малые нелинейные искажения, но при этом обладают относительно низкими энергетическими показателями. Работа АЭ в двухтактных выходных каскадах в режиме В позволяют получать высокий КПД и малую мощность потерь в транзисторах. Переход АЭ в режим В достигается исключением цепи смещения (R3, рис.6.40). Ток покоя в этом режиме равен нулю (практически очень мал), что реализует очень экономичный режим работы выходных АЭ. Транзисторы работают строго поочередно, пропуская полуволну в свой полупериод (рис.6.41,а). 389 а) б) Рис.6.41 Во второй полупериод он заперт и ток питания не потребляет. В этот полупериод работает другой транзистор. Нагрузочная прямая транзистора одного плеча выходит из исходной РТ А, в которой iк = 0, U к = E. Ее наклон определяется сопротивлением нагрузки по переменному току Rн к. Для схемы (рис.6.40) его величина определяется значением сопротивления нагрузки, пересчитанной к первичной полуобмотке трансформатора Т2 (R3= 0): Rн к1 = Rн n2 т1 η т, (6.15) где nт1 = ω 2/0,5ω 1 – коэффициент трансформации одного плеча выходного трансформатора, η т – КПД трансформатора. Максимальная мощность, отдаваемая транзисторами Р~ max = 0,5 Uкm max I кm max, численно равна площади треугольника АВС. Больший уровень нелинейных искажений по сравнению с двухтактным каскадом в редиме А нелинейных искажений, обусловлен кривизной начального участка передаточной (проходной) хаpактеристики транзистора iк (uбэ ) , из-за чего совмещенная проходная характеристика разностных токов обоих транзисторов (рис.6.42,а), имеет подобие ступеньки в окрестности перехода через нуль. а) б) Рис.6.42 Это приводит к появлению ступеньки на эпюре результирующего разностного тока i Σ а значит и выходного напряжения. Для устранения искажений такого рода применяют режим АВ, при котором создается небольшое исходное смещение РТ включением в эмиттеры транзисторов VT2 и VT3 резистора R3 (точка А' , рис.6.41,б). Нагрузочная линия в режиме АВ при малых токах (штриховая линия) отличается от нагрузочной (рис.6.42,б), 390 прямой в режиме В, т.к. ток коллектора в исходной РТ А' не равен нулю, а сопротивление нагрузки каждого транзистора зависит от тока. В режиме АВ при малых амплитудах КПД усилителя понижается (по сравнению с с режимом В). При малых амплитудах транзисторы переходят в режим А (штриховая часть нагрузочной линии на рис.6.41,б). Однако общий КПД усилителя уменьшается незначительно, т.к. ток покоя оконечных транзисторов сравним со значением тока, потребляемого предварительными каскадами. Бестрансформаторные выходные каскады Рассмотренные схемы двухтактных оконечных каскадов с параллельным возбуждением обеспечивают высокий КПД и незначительный уровень нелинейных искажений при работе на нагрузку при подключении через согласующий трансформатор практически любой нагрузки. Однако применение трансформатора существенно увеличивает размеры и стоимость устройства, вносит дополнительные линейные искажения в области нижних и верхних частот не позволяет использовать в интегральной технологии. Выходной трансформатор можно исключить из схемы при условии, когда нагрузка близка по величине к оптимальному значению выходного сопротивления каскада. Это одновременно позволяет уменьшить нелинейные и линейные искажения, вносимые трансформатором. Двухтактные бестрансформаторные выходные каскады выполняют с одним или двумя источниками питания на одиночных или составных транзисторах, требующие различных схем управления. Анализ свойств выходного каскада проводят для одного из плеч, используя свойство симметрии, что упрощает расчет. Схема простейшего бестрансформаторного двухтактного каскада с возбуждением однофазным напряжением приведена на рис.6.43,а а) б) Рис.6.43 Выходной каскад содержит комплементарную пару транзисторов различного типа проводимости n-p-n и p-n-p и может работать в режиме А или В, или АВ в зависимости от организации цепей смещения. При работе в режиме В напряжение смещения в исходной РТ равно нулю и при отсутствии входного сигнала оба транзистора закрыты. При поступлении входного сигнала транзисторы VT1 и VT2 поочередно открываются в зависимости от значения мгновенной полярности входного сигнала. При положительной полуволне входного воздействия открывается транзистор VT1, а VT2 – закрыт; при изменении полярности воздействия, наоборот, VT2 – открыт, VT1 – закрыт. Основной недостатки такой схемы: необходимость применения двух источников питания и значительный уровень нелинейных искажений, обусловленных появлением «ступеньки» в выходном напряжении (рис.6.42,б) вследствие отсутствия напряжения смещения (R3 = 0, рис.6.40). 391 Для уменьшения нелинейных искажений и перехода к питанию от одного источника используют более совершенную схему оконечного каскада (рис.6.43,б). В части периода, когда открыт верхний транзистор VT2, ток протекает через сопротивление нагрузки Rн , заряжая конденсатор С2. В следующий полупериод входного воздействия открыт нижний транзистор VT3, а конденсатор С2 служит для него источником питания. При достаточно большой емкости С2 напряжение на нем остается практически неизменным. На диоде VD создается относительно небольшое падение напряжение, создающее напряжение смещения на каждом из транзисторов U бэ = 0,5 UD , соответствующее току базы в исходной РТ I , iб1 = I б0 (рис. 6.41). Одновременно диод выполняет функцию элемента параметрической температурной стабилизации, температурное изменение напряжения на котором, идентично закону изменения базо-эмиттерного напряжения, что существенно уменьшает изменение положения исходной РТ под действием температуры. Для возбуждения двухтактного каскада используется резисторный каскад на БТ VT1в режиме А c элементом смещения на резисторе R1. Основной недостаток схемы (рис.6.43,б) в том, для возбуждения оконечных транзисторов VT2 и VT3 требуется высокий уровень входного сигнала, т.к. они включены по схеме с ОК. Снижение мощности на входе оконечных каскадов добиваются подключением нагрузки к положительному выводу источника питания (рис.6.44) Рис.6.44 Схема по конфигурации близка к схеме рис.6.43. Отличие состоит в схеме питания транзистора VT1 (Q3) и способе включения транзисторов VT2 (Q1) и VT3 (Q2). Сопротивление нагрузки R9 подключено к источнику питания через разделительный конденсатор С7. Напряжение на С7 почти постоянно и близко к Е/2. Диоды D1 и D2 обеспечивают работу транзисторов VT2 и VT3 в режиме АВ, создавая небольшое напряжение смещения U бэ. В полупериод, когда транзистор VT3 открывается, конденсатор С7 включается последовательно с источником питания и их напряжения вычитаются, так что результирующее напряжение равно Е – Ес7 = Е/2 и конденсатор С7 подзаряжается током транзистора VT3. В другой полупериод входного воздействия, когда открыт транзистор VT2, конденсатор С7 служит источником напряжения Ес7 = Е/2 и частично разряжается. Подключение R9 к выводу резистора нагрузки R10 (не к источнику питания) позволяет получать амплитуду напряжения на коллекторе Q1 близкое к Е/2, что соответствует максимальному напряжению раскачки на входах транзисторов Q2 и Q3, а соответственно и напряжению на нагрузке близкое по величине к Е/2 (т.к. транзисторы Q2 и Q3 включены по схеме с ОК). С резистора R10 на вход двухтактного эмиттерного повторителя с помощью резистора R9 организуется положительная ОС по питанию, т.к. она подается в цепь питания транзистора Q1 (называется вольтдобавкой). Ее действие сказывается в том, что при уменьшении тока коллектора транзистора Q1 за счет цепи ОС напряжение питания на нем увеличивается. В этот полупериод напряжение на нагрузке складывается с Е , что увеличивает напряжение 392 раскачки ( коллектора транзистора Q1), достаточную для управления оконечным каскадом. Одним из недостатков такой схемы является отсутствие общей точки у нагрузки и источника сигнала. Кроме того, нагрузка находится под напряжением источника питания относительно земли, что не всегда допустимо. В случае обрыва сопротивления нагрузки R10 отключается напряжение питания транзистора Q1, т.е. при отсутствии нагрузки (холостой ход) усилительный каскад неработоспособен. Другой особенностью бестрансформаторных выходных каскадов с одним источником питания является необходимость подбора пар транзисторов с различным типом проводимости. Для устранения этих недостатков применяют дополнительные технические решения (квазикомплементарные пары транзисторов, группы составных транзисторов). Приближенное изображение функциональной зависимости Для оконечных каскадов является актуальной проблема стабилизации параметров выходных каскадов (коэффициент усиления, уровень линейных и нелинейных искажений), определяющихся в основном поддержанием постоянства оптимально выбранного режима при изменении температуры. Чаще всего это достигается применением стабилизированных цепей смещения использующих температурную компенсацию или отрицательную обратную связь. При использовании для температурной компенсации полупроводникового диода (диодов, рис.6.44) повышение температуры вызывает уменьшение прямого сопротивления диода, что приводит к уменьшению смещения и возрастание коллекторного тока I к0 транзисторов в исходной РТ компенсируется. Диодная температурная компенсация находит применение в выходных двухтактных каскадах, работающих в режиме В, для получения малого напряжения смещения. Такой способ стабилизации РТ находит широкое применение в интегральной схемотехнике, когда роль диодов выполняют транзисторы в диодном включении, реализованные на одной полдложке. Диодная компенсация может обеспечить полную температурная компенсацию изменения положения РТ транзистора. Применение терморезистора Rt, непроволочного сопротивления с отрицательным температурным коэффициентом, так же возможно для температурной компенсации изменения коллекторного тока I к0 . С ростом температуры сопротивление терморезистора Rt (рис.6.36,б) уменьшается, что уменьшает напряжение смещения U бэ0 на каждом из транзисторов и, соответственно, коллекторных токов I к0. Повышение температуры окружающей среды вызвало увеличение коллекторного тока каждого из транзисторов и, в то же время, привело к уменьшению сопротивления терморезистора (уменьшению напряжения смещения U бэ0) и, соответственно, к уменьшению коллекторного тока. Наибольшую сложность вызывает достижение компенсации изменения коллекторного тока под действием этих компонентов, имеющих различную природу изменения своего сопротивления (свойства p-n перехода и терморезистора) под действием температуры. Для полученной кривой изменения коллекторного тока Iк04 одного плеча оконечного каскада (рис.6.31) применим метод наилучшего приближения, чтобы получить на интервале температур 40оС….70оС внешней среды, наилучшее совпадение аппроксимирующей зависимости I*к04 (линейной функции) и реальной кривой. Это происходит при условии, что максимум величины | I к04 — I*к04| на указанном интервале температур был наименьшим. Такое возможно, поскольку у функции Iк04 существует вторая производная, которая сохраняет знак на всем интервале температур. Линейная функция наилучшего линейного приближения на этом интервале находится следующим образом: на графике Iк04 (рис.6.31) проводится хорда, соединяющая значения кривой на границах интервала MN (зависимость — а)); затем находится точка P (координаты 18.918, -85.551, на кривой — с)), в которой касательная параллельна зависимости а); проводится прямая, соединяющая середины хорд MP и NP (график — б) Iк04 = 0,00853t -0,023). 393 Реальная зависимость изменения сопротивления температуры терморезистора может быть задана таблично или в виде списка значений, что позволит полностью скомпенсировать температурную зависимость тока коллектора Iк04. Однако это нецелесообразно потому, что технологически очень трудно реализовать противоположные законы изменения сопротивления p–n перехода и терморезистора. По этой причине терморезисторы не нашли применения в интегральной технологии. 8 Литература 1. Амелин М.А., Амелина С.А. Программа схемотехнического моделирования MicroCap8. М.: Горячая линия -Телеком, 2007. – 464 с. 2. Усилительные устройства / под ред. Головина О.В. М.: Радио и связь, 1993. — 353 с. 3. Фриск В. В., Логвинов В. В. Основы теории цепей, основы схемотехники, радиоприемные устройства. Лабораторный практикум на персональном компьютере. – М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2008. – 608 с. 4. Павлов В.Г., Ногин В.Н. Схемотехника аналоговых электронных устройств. М.: Радио и связь, 1997. – 367 с. 5.Войшвилло Г.В. Усилительные устройства. М.: РиС, 1983. – 286 с. 6.Разевиг В.Д. Применение программ P-CAD и PSpiсe для схемотехнического моделирования на ПЭВМ, в 4-х вып. М.: Радио и связь, 1992. 394 Лабораторная работа №9 ЧАСТОТНО — СЕЛЕКТИРУЮЩИЕ ЦЕПИ НА БАЗЕ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ 1 Цель работы Изучение с помощью компьютерного моделирования свойств частотно — селектирующих схем на примере фильтра низкой частоты (ФНЧ) и регулятора тембра, реализованных с помощью операционного усилителя (ОУ), охваченного обратной связью (ОС); определение основных технических показателей, оценка влияния на характеристики устройств изменения внешней температуры. 2 Задание 2.1 Задание для самостоятельной подготовки Изучить основные положения курса «Основы схемотехники» о способах построения узлов радиотехнических устройств на базе ОУ, охваченных ОС, на стр.318 — 325 [2], стр. 197 — 217 [4], стр. 253 — 260 [5], стр. 298 – 311 [3], приложения к лабораторной работе и письменно ответить на контрольные вопросы. 2.1.1 Рассчитать частоту среза и добротность активного ФНЧ на базе ОУ для значений компонентов цепи ОС, приведенных на рис.9.1. 2.2 Экспериментальная часть A) Исследование свойств активного фильтра низкой частоты 2.2.1 Создание принципиальной схемы ФНЧ. 2.2.2 Расчет амплитудно-частотной характеристики ФНЧ 2.2.3 Переходные характеристики фильтра низкой частоты 2.2.4 Влияние параметров цепи ООС на характеристики ФНЧ. Б) Исследование свойств регулятора тембра 2.2.1 Сборка принципиальной схемы регулятора тембра 2.2.2 Исследование свойств регулятора тембра в частотной области 3 Описание принципиальных схем исследуемых устройств 3A Описание принципиальной схемы ФНЧ Исследование свойств фильтра низких частот (ФНЧ, рис.9.1), реализованного на операционном усилителе (ОУ), охваченного частотно — зависимой отрицательной обратной связью (ООС) проводится методом компьютерного моделирования с использованием системы схемотехнического моделирования МС9. 395 Рис.9.1 Напряжение от генератора гармонических колебаний (SG) или импульсного генератора (PG), обладающего конечным внутренним сопротивлением (моделируется резистором R1), подключается к инвертирующему входу ОУ на ИМС К140УД8В. Нагрузкой является резистор R6. Часть мощности выходного сигнала по цепи ОС, включающую R2,R3, C1, C2, поступает на вход ОУ (Х1). Напряжение источников питания положительного (+15 В) и отрицательного (-15 В) подключены к выводам VC1 и VE1 условно графического обозначения ИМС, соответственно. Коэффициент передачи цепи ООС определяет вид АЧХ и характер переходных процессов на выходе ФНЧ. 3Б Описание принципиальной схемы регулятора тембра Принципиальная схема регулятора тембра в области нижних и верхних частот в усилителях звукового диапазона приведена на рис. 9.2 Рис.9.2 Схема регулировки тембра сочетает в себе усилитель на ИМС К140УД7, охваченный цепью ООС, содержащей элементы ФНЧ и ФВЧ (фильтра высоких частот). В зависимости от цели проводимых исследований на входе ОУ включается, например, генератор гармонических сигналов (SG, исследование в частотной области), обладающий внутренним сопротивлением R8. Нагрузкой усилителя является сопротивление R11, с которого снимается напряжение ООС. Частотно – зависимая цепь ООС содержит элементы ФНЧ и ФВЧ с 396 достаточно близкими частотами среза, что в результате позволяет подавлять (усиливать) входной сигнал в области нижних или верхних частот порознь или одновременно, формируя АЧХ с подъемом в области нижних, верхних или средних частот. Регулировка тембра в области нижних частот осуществляются с помощью потенциометра Х7, сопротивлением 100 кОм. Соединение компонентов R9, C4 и R10, C5, являющихся фильтрами нижних частот первого порядка, исключает появление на потенциометре Х7 высокочастотных составляющих выходного сигнала (общая точка конденсаторов С4, С5 подключена к “мнимой земле”, т.к. сопротивление идеального ОУ бесконечно). Перемещение скользящего контакта потенциометра изменяет соотношение между сопротивлением источника сигнала и сопротивлением ОС. Аналогичным образом построена работа схемы в области верхних частот, где роль регулятора выполняет потенциометр Х8, а конденсаторы С6 и С7 пропускают составляющие только верхних частот. Скользящий контакт также подключен к точке мнимой “земли”, что обеспечивает независимую регулировку в области нижних и верхних частот, обеспечивающей подъем или завал частотной характеристики с максимальным наклоном 6дБ/октаву. Среднее положение регуляторов соответствует единичному коэффициенту усиления с горизонтальной частотной характеристикой во всем звуковом диапазоне. 4 Методические указания по выполнению работы 4.1 Расчетная часть Для расчета частоты среза (резонансной частоты) ФНЧ воспользуйтесь литературой, указанной в п. 2.1 описания, и значениями компонентов схемы, приведенной на рис.9.1. Результаты расчета внесите в таблицу 1. 4.2 Машинное моделирование А) Ввод принципиальной схемы фильтра низкой частоты Перед выполнении п.2.2.1. следует загрузить систему схемотехнического проектирования МС9 и вызвать в главное окно принципиальную схемы ФНЧ (рис.9.3), реализованном на ИМС К140УД8, охваченной цепью ОС, находящиеся в файле VLFOPAm.CIR. Для этого необходимо выбрать режим FILE основного меню (рис.9.3), в выпадающем окне выбрать файл C:\MC9DEMO\data\VLFOPAm.CIR, вызвав его в окно схем. Для этого необходимо выбрать режим (рис.9.3.1) основного меню (рис.9.3), в выпадающем окне выбрать файл C:\MC9DEMO\data\VLFOPAm.CIR, вызвав его в основное окно редактора (рис.9.3). При отсутствии в списке указанного файла необходимо обратиться к схемному файлу, нажав на пиктограмму В диалоговом окне (рис.9.3.2) в окне схем (рис.9.3). (рис.9.3.3) обратиться к папке (рис.9.3.4) и, от- крыв ее, отыскать файл VLFOPAm.CIR и загрузить его, нажав на кнопку (рис.9.3.5) (рис.9.4). В окне схем указаны основные команды и вспомогательные пиктограммы, позволяющие “ собирать” принципиальные или эквивалентные схемы устройств, для последующего анализа по постоянному току, во временной или частотной области и др. Возможности системы схемотехнического моделирования МС9, реализованные в МС8, и, подробно описанные в [1], расширены, дополнены примерами анализа аналоговых и цифровых схем и в некоторых случаях применена другая форма представления моделей компонентов. 397 Например, библиотека диодов, транзисторов, ОУ в отличие от МС8 теперь сформирована в текстовом файле (рис.9.3.6) в папке (рис.9.3.7). Рис.9.3 Рис.9.4 После загрузки файла C:\MC9DEMO\data\VLFOPAm.CIR, в центральном окне редактора должны появиться (рис.9.5) принципиальная схема ФНЧ. Следует убедиться в соответствии параметров компонентов вызванной схемы и, приведенных в описании. Если полученные методические материалы не содержат дискету с файлом принципиальной схемы ФНЧ, то ее следует ввести самостоятельно, выбрав режим FILE в строке команд меню главного окна (рис.9.5), которое содержит: File, Edit, Components, Windows, Options, Analysis, Help. Меню File служит для загрузки, создания и сохранения файлов схем, библиотек математических моделей компонентов схем и для вывода схем на принтер. При этом 398 программа автоматически присваивает окну схем некоторый текущий номер (например, circuit2.CIR). Рис.9.5 Меню Edit служит для создания электрических схем, их редактирования, а также редактирования символов компонентов схем. Команда Components главного меню используется для добавления в создаваемую или редактируемую схему компонентов, в дополнение к содержащимся в каталоге МС9 (каталог содержит более 100 аналоговых и цифровых компонентов). Каталог команды Components можно редактировать, создавая новые разделы иерархии и вводить в них новые компоненты (например, транзисторы отечественного производства). Меню команды Windows позволяет манипулировать открытыми окнами, обеспечивая доступ к редакторам МС9 и калькулятору. Меню Options используется для настройки параметров программы. Меню Analysis предлагает виды анализа введенной принципиальной схемы. Меню Help позволяет обратиться к встроенному файлу помощи и оценить, на предлагаемых примерах, возможности программы. 4.2.1 Создание принципиальной схемы ФНЧ Ввод резисторов Создание принципиальной схемы активного ФНЧ начинается с ввода моделей компонентов, например резистора. Для этого в окне схем (рис.9.3), нажатием на левую кнопку мыши, выбрать условно графическое обозначение (УГО) резистора (рис.9.3.8), затем разместить его в окне схем, выбрав положение, обеспечивающее компактное изображение принципиальной схемы ФНЧ с минимальным числом пересечений цепей связи. Целесообразнее всего воспользоваться схемой ФНЧ, изображенной на рис.9.5. На выпадающем подменю ввести значения (рис.9.3.9) (рис.9.6) соответствующих атрибутов резистора (возможности подменю (рис.9.3.9) подробно описаны, например, в разделе 4.1 лабораторной работы №4 «Исследование усилителя на ИМС с отрицательной обратной связью» или в [1]). Ввод конденсаторов Аналогичным образом вводятся параметры моделей конденсаторов. Альтернативным вариантом ввода разнообразных моделей пассивных, активных элементов, генераторов сиг399 налов различной формы является использование команды Components главного меню. Для этого, выполнив команду Components, на поочередно выпадающих закладках выбираем (рис.9.7) Analog Primitives, Passive Components, Capaсitor Рис.9.6 Рис.9.7 Рис.9.8 с последующим заданием на выпадающем подменю тов конденсатора (рис.9.8). (рис.9.3.10) атрибу- Ввод модели генератора гармонических сигналов Аналогично проводится выбор модели генератора гармонических сигналов Components, Analog Primitives, Waveform Sources, Sine Source (рис.9.9) и описание параметров модели в подменю (рис.9.3.11) (рис.9.10) Описание подменю модели генератора гармонических, сообщения, выводимые на экран монитора, параметры моделей генераторов, описанных в библиотеке, назначение кнопок – все это изложено в п. 4.1 описания лабораторной работы № 4. Для создания новой модели генератора с требуемыми параметрами (SG) нажатием на кнопку (рис.9.3.13) к (рис.9.3.12) переходят в окне присвоению названия создаваемого генератора. Описание его параметров производят в окнах А, DC, F и др., заменяя текущие параметры на необходимые или переходя (рис.9.3) в окне описания моделей (Models) к формату текстовой директивы модели источника синусоидального напряжения: 400 Рис.9.9 . MODEL<имя модели> Рис.9.10 SIN([список параметров]). В этом случае подменю (рис.9.3.11) не используется, а описание модели источника размещаетв тестовом файле: (рис.9.3.14). ся Ввод операционного усилителя Для включения в схему активного ФНЧ операционного усилителя необходимо вос(рис.9.3.15) в строке основных компонентов (рис.9.1), пользоваться обозначением ОУ активизировав его нажатием левой кнопки мыши, что приводит к появлению в окне схем условно графического обозначения ОУ, обладающего пятью выводами. Выводы с широкой стороны УГО соответствуют неинверсионному (+) и инверсионному входам (-) ОУ. Выводы на боковых сторонах ОУ служат для подключения двух источников ЭДС с одинаковой величиной и разными знаками напряжения питания. Вывод с узкой стороны ОУ является выходным, к которому подключается нагрузка. Разместив ОУ в окне схем, в подменю (рис.9.3.16) указывают параметры макромодели ОУ (рис.9.11), используя справочные данные [6]. В верхней части подменю (рис.9.3.16) представлены позиции, описанные ранее в подменю (рис.9.3.10) и др. Макромодели ОУ присваивается позиционное обозначение (рис.9.3.17), в строке (рис.9.3.18) указывается название модели ОУ из правого окна. Модель ОУ выбирают, используя линейку прокрутки. При отсутствии необходимой модели нажатием на кнопку (рис.9.3.12) переходят к вводу названия новой модели, и ее атрибутов, которые будет использоваться только в данном файле. Описание макромодели ОУ включает следующие параметры: (рис.9.3.19) -уровень сложности модели (1- идеальный источник напряжения, управляемый напряжением, 2 – однополюсная макромодель ОУ с нелинейной передаточной функцией, 3 – модель Бойля), (рис.9.3.20) — коэффициент усиления ОУ, не охваченного ОС, по постоянному току, (рис.9.3.21) — емкость корректирующего конденсатора, (рис.9.3.22) — коэффициент подавления синфазного сигнала, 401 Рис.9.11 (рис.9.3.23) — частота единичного усиления, (рис.9.3.24) — входной ток смещения, (рис.9.3.25) — разность входных токов, (рис.9.3.26) — максимальный выходной ток короткого замыкания, (рис.9.3.27) — рассеиваемая мощность, (рис.9.3.28) — дополнительный фазовый сдвиг на частоте единичного усиления (запас по фазе), (рис.9.3.29) — выходное сопротивление ОУ на высоких частотах, (рис.9.3.30) — выходное сопротивление ОУ на низких частотах, (рис.9.3.31) — максимальная скорость спада выходного напряжения (В/с), (рис.9.3.32) — максимальная скорость нарастания выходного напряжения (В/с), (рис.9.3.33) — напряжение источника питания (положительное), (рис.9.3.34) — напряжение источника питания (отрицательное), (рис.9.3.35) — размах положительного напряжения, (рис.9.3.36) — напряжение смещения нуля, (рис.9.3.37) — размах отрицательного напряжения. Подтверждение правильности введенных параметров модели ОУ происходит при нажатии кнопки ОК. Программа на выпадающем подменю запрашивает пользователя о необходимости подключения источников питания (рис.9.12). Нажатие на кнопку OK обеспечивает подключение источников ЭДС, указанных при описании параметров ОУ (VCC и VEE). Убедиться в существовании таких источников и величине ЭДС можно, выбрав закладку (рис.9.3.38) в окне схем (рис.9.1). Рис.9.12 402 Ввод соединительных линий После проверки правильности значений введенных компонентов и параметров их моделей соединяем компоненты принципиальной схемы ФНЧ, активизируя пиктограмму изображения линии (рис.9.1). Установив курсор в начальной точке, вывода какого-либо компонента и, нажав на левую кнопку мыши, “прочерчиваем” соединительную линию до вывода другого компонента. Отпустив левую кнопку мыши, заканчиваем “прочерчивать” соединительную линию. При необходимости соединения (создания узла) двух линий в точке их пересечения отпускают кнопку мыши и, нажав снова, продолжают “прочерчивать” соединительную линию. Сборка принципиальной схемы закончена. 4.2.2 Расчет амплитудно-частотной характеристики ФНЧ Нумерация узлов принципиальной схемы проводится нажатием на пиктограмму (рис.9.3.39) в окне схем. В результате на экране монитора должна появиться принципиальная схема (рис.9.14), нумерация узлов которой, может отличаться от приведенной. Рис.9.13 Запомнив или записав номера входного и выходного узлов, выполним анализ свойств ФНЧ в частотной области, последовательно войдя в меню Analysis и, выполнив команды AC…, AC Analysis Limits, Run. Назначение кнопок, команд, окон описано[1] в подменю (рис.9.3.40) (рис.9.13) или, например, в разделе 2.2.3 лабораторной работы №6. Укажем пределы анализа (рис.9.3.41) и характер представления кривых на экране монитора: логарифмический масштаб (рис.9.3.43) , в диапазоне значений (рис.9.3.42) по оси частот (рис.9.3.44) и представлении графика АЧХ фильтра по оси ординат (рис.9.3.45) в логарифмическом масштабе. Амплитудно-частотная характеристика активного ФНЧ на ОУ представлена на рис.9.15 403 Рис.9.14 (рис.9.3.46) (Peak) окна результатов определите максиИспользуя пиктограмму мальное значение коэффициента передачи, а затем частоту среза на уровне — 3 дБ. Сравните результаты расчета и машинного эксперимента. Полученные результаты внесите в таблицу 1 (см. далее). Оцените крутизну спада в дБ/декаду АЧХ фильтра, вычислив его в области частот, где реальная кривая максимально приближена к асимптоте. Для этого используйте пример (рис.9.15) определения крутизны спада АЧХ в дБ/октаву. В окне результатов, используя пиктограмму (рис.9.3.47) (Go To X), войдите в подменю (рис.9.3.48) и в (рис.9.3.49) закладки (рис.9.3.50) укажите значения частоты, окне на которой необходимо определить величину коэффициента передачи (например, 10 кГц) и нажмите кнопку (рис.9.3.51). Затем укажите значение частоты, отличающее- (рис.9.3.52). Левый и прася в два раза (например, 20 кГц), и нажмите кнопку вый курсоры будут размещены в окне результатов на заданных значениях частоты с указанием соответствующих коэффициентов передачи ФНЧ. Под семейством кривых повторяются рассчитанные величины с одновременным определением разности значений частот и коэффициентов передачи. 4.2.3 Переходные характеристики фильтра низкой частоты Проведем анализ характеристик фильтра во временной области для значений компонентов схемы, приведенных на рис.9.1. Анализ проводится при подключении к входу ФНЧ генератора прямоугольных импульсов. Находясь в окне схем, последовательно выполним команды (рис.9.15): Component →Analog Primitives →Waveform Sources→Pulse Source 404 Рис.9.15 На выпадающем подменю модели генератора импульсных сигналов. (рис.9.3.53) (рис.9.16) вводим параметры Генераторы импульсных сигналов библиотеки МС9 Рис.9.16 Для создания новой модели генератора с требуемыми параметрами (РG) нажатием на кнопку (рис.9.3.12) переходим в окне (рис.9.3.54) к присвоению названия создаваемого генератора. В рамке слева (Name) поочередно предлагаются атрибуты источника (позиционное обозначение — Part) и предложение присвоить (или выбрать из предлагаемого в правой колонке перечня) ему (Value –рамка справа) имя V10 с возможностью отображать его в окне схем (помечается галочкой Show рядом с названием). Атрибуты источника сиг405 нала (в рамке Name) Model , при активизации этой строки в колонке слева, задаются выбором стандартного источника из предлагаемого перечня в колонке справа. Выбираем источник PG (если вводился ранее), параметры которого высвечиваются под кнопками OK, Cancel и др. Если параметры источника вводятся впервые, то нажатием кнопки New активизируют окна параметров источника сигналов. Одновременно в строке Value появляется подсвеченная надпись New Model, вместо которой необходимо ввести название источника сигналов (например, PG) и затем ввести в текстовом файле Source:Local text area of C:\MC9DEMO\DATA\VLFOPAm9.1.CIR параметры источника сигналов : P1 — начало переднего фронта, сек. P2 — начало плоской вершины импульса, сек. P3 — конец плоской вершины импульса, сек. P4 — момент достижения уровня VZERO, сек. P5 — период повторения импульса, сек. VZERO – начальное значение, В VONE – максимальное значение, В Параметры источника импульсного сигнала представлены на рис. 9.16, его форму для указанных значений можно наблюдать, активизировав строку Voltage vs.Time над столбцом предлагаемых типов источников импульсного напряжения, и, нажав кнопку Plot. Как видно из рисунка 9.16 ко входу ФНЧ подключается генератор прямоугольных импульсов, длительность которых составляет 1 мс, с амплитудой один вольт как положительной так и отрицательной полярности, и периодом повторения две милисекунды. После подключения источников импульсного сигнала к входу схема фильтра примет вид (рис.9.17) Рис.9.17 Параметры модели генератора импульсных сигналов можно ввести, переходя (рис.9.3) в окне описания моделей (Models), к формату текстовой директивы модели источника импульсного напряжения: . MODEL<имя модели> PUL([список параметров]). В этом случае подменю (рис.9.3.53) не используется, а описание модели источника размещается в тестовом файле: (рис.9.3.55). Находясь в окне схем (рис.9.17) последовательно выбрав Analysis →Transient…→ Transient Analysis Limits, войдите в подменю 406 (рис.9.3.56) (рис.9.17), и введите сведения об условиях моделирования, определяемые параметрами источника сигнала PG, исследуемой схемы и способах представления полученной информации. Назначение активных кнопок подменю, задания условий моделирования и др. содержатся в [1] или можно ознакомиться, например, в разделе 2.2.4 лаб. работы №6 настоящего пособия. Как видно из (рис.9.17), результаты анализа будут выводиться на экран монитора в форме графиков входного (V(8)) и выходного (V(5)) напряжений (рис.9.18). Рис.9.18 Используя пиктограмму (рис.9.3.57) (Horizontal Cursor) определите максимальное (рис.9.3.46) (Peak) и минимальное (рис.9.3.58) (Valley) значения выходного сигнала (в пределах одного периода) и вычислите время установления импульсного сигнала t у. Результаты вычислений внесите в таблицу 1. 4.2.4 Влияние параметров цепи ООС на характеристики ФНЧ Исследование влияния компонентов цепи ОС будем проводить, добиваясь или максимально плоской АЧХ фильтра, или обеспечивая минимальные искажения переходных характеристик. 4.2.4.1 Влияние конденсатора С2 В качестве исходной, для анализа влияния конденсатора С2, выберем схему, изображенную на рис.9.19 407 Рис.9.19 Следует заметить, что вне зависимости от типа подключенного генератора, в режиме АС на входе схемы действует источник гармонического колебания с единичной амплитудой. Пошаговое изменение конденсатора С2 будем проводить, используя режим Stepping. Выполнив Analysis, AC…, AC Analysis Limits, из подменю (рис.9.3.59) нажатием кнопки (рис.9.20) (рис.9.3.60) войдем в режим вариации параметра Рис.9.20 Рис.9.21 Используя линейку прокрутки в левом окне, выберем варьируемый компонент С2 ( ) (рис.9.3.61) и затем на закладке С2 (рис.9.21) задаем пределы изменения емко(рис.9.3.62) до 10 нФ (рис.9.3.63) сти конденсатора от одной нФ с шагом в одну нФ (рис.9.3.64). Выбрав способ изменения емкости - (рис.9.3.65) по линейному закону, указав тип варьируемого параметра (рис.9.3.66) подтверждаем выбранные ус- ловия анализа и режим варьирования (рис.9.3.67). Результаты анализа в форме семейства частотных характеристик приведены на рис.9.22 408 Рис.9.22 (рис.9.3.46) (Peak) и затем (рис.9.3.68) (Go To Branch) Нажав на пиктограмму выбираем на семействе АЧХ, кривую, обладающую требуемыми свойствами (например, максимально плоскую при наибольшей полосе пропускания, С2 = 4 нФ). Для этого с помощью линейки прокрутки в подменю (рис.9.3.69) устанавливаем выбранное значение емкости конденсатора и нажимаем кнопку (рис.9.3.51). При этом курсор будет принадлежать АЧХ с выбранной емкостью. Нажав на пиктограмму (рис.9.3.46) (Peak) устанавливаем, что эта кривая не обладает подъемом (не имеет максимума за исключение наибольшего значения в начале координат), но при этом обладает наибольшей кривизной в области перехода от плоской части к наклонной. Для выбранного значения С2* определяем значение частоты среза f ср и значение коэффициента усиления на рабочей частоте К0 и результаты вносим в таблицу 1. Если АЧХ имеет подъем, то для наибольшего значения коэффициента передачи определяется частота резонанса f р , частота среза f ср и их значения вместе с соответствующим значением емкости конденсатора С2** заносятся в таблицу 1. Таблица 1 Значения компонентов С1=10 нФ, С2=6,8 нФ, R2=10 кОм, R3= 10 кОм (расчет/ эксперимент) С1=10 нФ, R2=10 кОм, R3= 10 кОм Варьируемый К0 , дБ f р, f ср, t у, ΔU, компонент (f = fраб) кГц кГц мс мВ -----С2*= (АЧХ без подъема) С2**= (АЧХ с подъемом) 409 С1=10 нФ, R3= 10 кОм R2*= (АЧХ без подъема) С2*= R2**= (АЧХ с подъемом) R2*= (АЧХ без подъема) С2**= R2**= (АЧХ с подъемом) С1=10 нФ, R2= , C2 = R3* = R3**= Повторите расчет для значения емкости, при которой АЧХ обладает наибольшим подъемом, и определите К0, f ср и f р. Результаты внесите в таблицу 1. Для значений емкости конденсатора С2 (С2* или С2**), соответствующих максимально плоской АЧХ и АЧХ с максимальной неравномерностью (подъемом АЧХ), проведите расчет переходных характеристик, определите время установления t у и величину выброса вершины импульса ΔU. Результаты внесите в таблицу 1. Рассмотрим пример расчета временных характеристик ФНЧ для некоторого значения емкости конденсатора С2. Установив в принципиальной схеме (рис.9.23) выбранное значение емкости конденсатора (например, С2**) последовательно выполните в окне схем команды Analysis →Transient…→ Transient Analysis Limits. Рис.9.23 В подменю (рис.9.3.56) (рис.9.23) укажите парамет(рис.9.3.70), проведите расчет вре- ры анализа схемы и, выполнив команду менных характеристик (рис.9.24) 410 Рис.9.24 Активизировав пиктограмму (рис.9.3.71) (Horizontal Cursor) в окне результатов получим удобный способ оценки выброса ΔU значения выходного напряжения, составляющего (8,219 мВ) по сравнению с установившимся значением (U уст = 213,965 мВ). Максимальное значение определяем, установив левый курсор (при нажатой левой кнопки мыши) на переднем фронте импульса, и затем, нажав на пиктограмму (рис.9.3.46) (Peak). Маркер покажет максимальное положительное значение. Поместив правый курсор (при нажатой правой кнопке мыши) правее полученного значения и, нажав на пиктограмму (рис.9.3.58) (Valley), получим установившееся значение импульса. Разность уровней (Delta) регистрируется в строке вычисленных значений под графиком выходного сигнала (рис.9.25) Рис.9.25 411 Время установления выходного сигнала определяется разностью временных значений процесса, формирующего фронт импульса, при котором уровни составляют 0,1 U уст и 0,9 U уст установившегося значения выходного сигнала. Для этого, вначале определяем установившееся значение выходного импульса положительной полярности, нажав на пиктограмму (рис.9.3.58) (Valley) левой кнопкой мыши. Затем, повторив процесс определения установившегося минимального значения, для правого курсора, вычисляем установившееся значение отрицательного импульса, что вместе составит амплитуду выходного импульса (Delta 356,956 мВ = U уст). Затем определяем 0,1 U уст и 0,9 U уст выходного сигнала и вычисляем время установления t у выходного сигнала. Результаты вычислений заносим в таблицу 1. Повторите вычисления во временной области для другого значения емкости С2* и полученные значения ΔU, t у внесите в таблицу 1. 4.2.4.2 Влияние резистора R2 Для варианта исследования влияния только резистора R2 на свойства активного ФНЧ повторите все вычисления, изложенные при изучении влияния конденсатора С2. Для последовательной оптимизации параметров цепи обратной связи ОУ изучение влияния резистора R2 проводят для двух, полученных ранее значений емкости конденсатора С2* и С2**. Установив в схеме ФНЧ значение емкости конденсатора, соответствующей максимально плоской АЧХ (С2*, рис.9.26) проводим анализ свойств активного фильтра в частотной области. Рис.9.26 Для этого проводим оптимизацию значения резистора R2, обеспечивая форму АЧХ фильтра без подъема R2*, входя в режим (рис.9.4.1) (см. раздел 2.2.4.1). Пределы изменения значения резистора R2 при этом выбираются от 1 кОм до 21 кОм (рис.9.27, 9.28). 412 Рис.9.27 Рис.9.28 (рис.9.3.59) Для пределов анализа, указанных в подменю получаем семейство кривых, соответствующих АЧХ активного ФНЧ для различных значений компонента R2 цепи обратной связи (рис.9.29) последовательно выполнив Analysis, AC…, OK, AC Analysis Limits, Run. Рис.9.29 Используя подменю (рис.9.4.2), активизируя пиктограмму (рис.9.4.3) или (рис.9.4.4) (Go To Branch), вычислим значение частоты среза для наипиктограмму меньшего (1 кОм) и наибольшего (21 кОм, рис.9.29) значений резистора R2. Значения коэффициента передачи ФНЧ К0 и частоты среза f cp, а при наличии подъема АЧХ и значение резонансной частоты f p внесите в таблицу 1. Для значения резистора R2 = 1 кОм проведите анализ во временной области, выполнив последовательно Analysis →Transient… →ОК→ Transient Analysis Limits → Run. Используя временные характеристики (рис.9.30) методом двух курсоров на 413 Рис.9.30 переходной характеристике определите величину выброса ΔU и время установления импульса t у (рис.9.3.56) (при этом целесообразно в подменю изменить пределы значений по оси орди- (рис.9.4.5) для графика, выводимого на экран нат монитора). Результаты измерений занесите в таблицу 1. Проведите аналогичные исследования свойств ФНЧ в частотной и временной областях для значения емкости конденсатора С2** и резистора R2 = 1 кОм и результаты так же внесите в таблицу 1. Повторите исследования для R2 = 21кОм, обеспечивающего наибольший коэффициент передачи ФНЧ в частотной и временной областях для значений конденсаторов С2* и С2**. Результаты так же внесите в таблицу 1. 4.2.4.3 Влияние резистора R3 Оптимизация величины резистора R3 проводится аналогично, выполненной при исследовании влияния на коэффициент передачи ФНЧ, резистора R2. При этом варьирование значения резистора R3 проводится для значений конденсатора С2 и резистора R2, обеспечивающим наибольший коэффициент передачи ФНЧ, что было определено в разделах 2.2.2.3 и.2.2.2.4 (рис.9.31). 414 Рис.9.31 Пределы варьирования значением резистора R3 определены в подменю (рис.9.4.1) (рис.9.32). Рис.9.32 Семейство полученных кривых для значений компонентов схемы ФНЧ, представленной на рис.9.32, показывает, что АЧХ не обладает подъемом в полосе пропускания. Используя метод двух курсоров, определите частоту среза ФНЧ f cp и коэффициент передачи К0 на рабочей частоте для двух величин сопротивлений резистора R3, обеспечивающих наибольшую и наименьшую полосу пропускания с помощью подменю (рис.9.3.69) в окне результатов (нажатием на пиктограмму (рис.9.4.4)). Методика использования подменю (рис.9.3.69) описана в разделе 2.2.4.1. Результаты вычислений внесите в таблицу 1. Установив в схему значение резистора R3, соответствующего наибольшему значению полосы пропускания ФНЧ, проведите анализ его свойств во временной области, выполнив Analysis →Transient… →ОК→ Transient Analysis Limits → Run. Результаты анализа: величину выброса ΔU и время установления импульса t у , внесите в таблицу 1. 415 Повторите анализ свойств ФНЧ во временной области для значения резистора R3, соответствующего наименьшему значению полосы пропускания ФНЧ. Результаты анализа (R3, ΔU, t у) внесите в таблицу 1. Б) Исследование свойств регулятора тембра 4.2.1 Создание принципиальной схемы регулятора тембра Методика создания принципиальной схемы, если ее файла нет в приложении к описанию лабораторной работе, ничем не отличается от построения принципиальной схемы активного фильтра низких частот. Особенностью является применение модели потенциометров, включение которых в схему с одной стороны позволяет изображать и использовать потенциометр как в реальном устройстве, а с другой — упростить моделирование (рис.9.33). Рис.9.33 Принципиальная схема регулятора тембра включает три компонента Х1 — Х3, описанных макромоделями. Модель операционного усилителя К140УД7 [6], как и К140УД8В, используемая при исследовании свойств ФНЧ, задается рядом параметров при активизации пиктограммы (рис.9.3.15) строки основных компонентов окна схем (рис.9.1). Модель ОУ К140УД7 отличается от К140УД8В только значением параметров, порядок ввода которых описан в разделе 2.2.1 данного описания. При активизации пиктограммы (рис.9.3.16), позволяющее ввести параОУ в окне схем, появляется подменю метры ОУ, выбрав с помощью линейки прокрутки в правом окне K140UD7 (рис.9.34). При отсутствии в библиотеке (рис.9.4.6) указанной микросхемы, параметры можно ввести самостоятельно, нажав на кнопку (рис.9.3.12) при активной строке MODEL. Это приводит к появлению в окне (рис.9.4.7) надписи New Model, которую необходимо заменить наименованием выбранного типа ОУ. 416 Рис.9.34 Затем, входя в каждое окно описания очередного параметра, его величину заменяют значением соответствующего параметра, названного ОУ. Окончание ввода всех параметров (рис.9.4.8). модели подтверждается нажатием на кнопку Для ввода макромодели потенциометра (переменного резистора), находясь в окне схем, необходимо последовательно (рис.9.35) выполнить Рис.9.35 Нажатие на левую кнопку мыши, заменяет курсор на изображение потенциометра, перемещающегося в главном окне. Разместив потенциометр в главном окне, периодическим нажатием правой кнопки мыши можно его вращать, выбирая необходимое положение выводов. При отпускании левой кнопки положение потенциометра фиксируется и на подменю (рис.9.36) задаются параметры макромодели потенциометра. 417 Рис.9.36 Макромодель потенциометра размещена в библиотеке (рис.9.4.9) и описывается как компонент, обладающий тремя выводами (PINA, PINB, PINC, рис.9.37), формат описания Рис.9.37 содержит • Атрибут Part:<имя> (например, X2 как на рис.9.36) • Атрибут NAME <имя SPISE-подсхемы> (POT MACRO) • Атрибут FILE[<имя файла>] (POT MAC) • Атрибут PARAMS:[<<имя параметра>=<значение параметра>>] .PARAMETR(POTSIZE= 10k,PERCENT=50) Пользователь, при вводе атрибутов потенциометра в подменю (рис.9.36) стандартного вида, с описанным ранее назначением функциональных и активных кнопок, корректирует в окне описания только строки (рис.9.4.10), указывающей полное значение резистора (между выводами PINA, PINС) и (рис.9.4.11) — значение величины параметра POTSIZE в процентах между выводами PINA, PINB. Остальные строки присваиваются программой: (рис.9.4.12) -позиционное обозначение, (рис.9.4.13) — наименование файла, где размещена макромодель потенциометра, (рис.9.4.14) — (по умолчанию) массив условно графических обозначений компонентов, содержащий описание потенциометра. В строках могут быть указаны: (рис.9.4.15) — тип корпуса потенциометра, 418 (рис.9.4.16) — стоимость потенциометра, (рис.9.4.17) — рассеиваемая потенциометром мощность. Параметры генератора синусоидальных колебаний вводятся, как было рекомендовано ранее (рис.9.9, 9.10). Приемы ввода компонентов принципиальной схемы и соединительных линий были описаны ранее в разделе 2.2.1. 4.2.2 Исследование свойств регулятора тембра в частотной области Как видно из рис.9.33 схема регулятора обладает возможностью независимого регулирования АЧХ в области нижних и верхних частот, изменением значения потенциометров, описанных моделями Х1 и Х3, соответственно. 4.2.2.1 Регулирование АЧХ в области нижних частот Обеспечение подъема или спада АЧХ в области НЧ достигается изменением значения потенциометра Х1 при входе в режим (рис.9.3.60) и выбором с помощью линейки прокрутки в качестве варьируемого компонента Х1 (рис.9.38) а) б) Рис.9.38 При этом одновременно указывается (выбором X1.R1- помечено точкой вблизи вывода А)), что изменяться будет только та часть потенциометра, которая включена между выводами PINA, PINB (рис.9.37). Другая часть, между PINB, PINC, будет автоматически изменяться, вычитаясь из полного значения сопротивления потенциометра (100 кОм), как определено в описании макромодели POTSIZE – R(R1). Пределы изменения резистора X.R1 и шаг указываются (рис.9.38) после выбора варьируемого компонента. Для версии МС9.Evaluation Version невозможна вариация одновременно нескольких компонентов (параметров). Поэтому выбор в качестве варьируемого компонента потенциометра X7.R1, автоматически исключает вариацию других. Если при описании макромодели потенциометра в подменю (рис.9.4.18) (рис.9.36) указывается (рис.9.4.11), то это автоматически обеспечивает установку движка не варьируемого потенциометра в среднее положение (общее сопротивление (рис.9.4.10) делится пополам: R1 = R2)). Последовательно выполнив, находясь в окне схем Analysis, AC…, ОК, AC Analysis Limits, Run получим семейство АЧХ (рис.9.39), для указанных на рис.9.39 условий изменения сопротивления потенциометра Х1. 419 Рис.9.39 Повторите эксперимент при изменении сопротивления потенциометра Х7.R1 в пределах от 1 кОм до 90 кОм с шагом в 10 кОм. Распечатку результатов вычислений (аналог рис.9.39) приложите к отчету. Для удаления надписей в окне результатов, соответствующих некоторым значения сопротивления R1, выберите команду (рис.9.4.19) (Select Mode) и затем, наведя курсор на удаляемую надпись, активизируйте ее нажатием на левую кнопку мыши (подсвечивается красным цветом) и удалите, выбрав на строке инструментов пиктограмму (рис.9.4.20). 4.2.2.2 Регулирование АЧХ в области верхних частот Характер изменения АЧХ регулятора тембра, реализованного по схеме (рис.9.40), проводится аналогично исследованию, поведенному для области НЧ. Рис.9.40 420 Отличие состоит в задании условий варьирования потенциометра Х3.R1, максимальное значение которого составляет 18 кОм (рис.9.40). Амплитудно-частотные характеристики регулятора тембра в логарифмическом масштабе для различных положений движка потенциометра Х3.R1 и условия изменения приведены на рис.9.41. Рис.9.41 Повторите расчет при вариации сопротивления R1 потенциометра Х3.R1 начиная (рис.9.4.21) с 500 Ом, до (рис.9.4.22) 18 кОм, с шагом (рис.9.4.23) в 2 кОм. Распечатку результатов расчета приложите к отчету. 4.2.2.3 АЧХ регулятора тембра с наибольшим подъемом в области нижних и верхних частот одновременно Используя семейство АЧХ регулятора при изменении резистора R1 потенциометра Х1 отмечаем, что наибольший подъем АЧХ реализуется при значении R1 = 100 кОм. Заменив потенциометр делителем из двух резисторов R3 = 1 кОм и R4 = 99 кОм, трансформируем принципиальную схему регулятора тембра (рис.9.42). (Примечание: замена регулятора Х1.R1 делителем из двух резисторов R3, R4 обусловлена невозможностью варьирования одновременно двух компонентов схемы в МС9.demo) 421 Рис.9.42 Для получения наибольшего подъема АЧХ в области верхних частот необходимо выбрать, используя результаты анализа пункт 2.2.6.2, значение резистора R1 потенциометра Х3 и исключить режим (рис.9.4.1). Для этого, выполнив последовательно Analysis, AC…, ОК, AC Analysis Limits, Stepping, войдем в подменю (рис.9.43) Рис.9.43 и получим результирующую АЧХ регулятора тембра, соответствующую выбранным значениям положения регуляторов. Повторите расчет АЧХ регулятора тембра, выбрав значения сопротивления варьируемых потенциометров, соответствующих наибольшему подавлению в области НЧ и ВЧ (полосовой фильтр) для значений резисторов в модели потенциометра, полученных в результате самостоятельного моделирования. Распечатку результатов моделирования приложите к отчету. 422 5 Содержание отчета Отчет должен содержать: • наименование и цель работы; • принципиальную схему активного ФНЧ и регулятора тембра; • таблицу 1, с результатами расчета и эксперимента; • АЧХ регулятора тембра при раздельном регулировании в области верхних и нижних частот; • АЧХ полосового фильтра на основе регулятора тембра. 6 Контрольные вопросы 1. Изобразите схему активного ФНЧ и поясните назначение отдельных элементов. 2. Изобразите схему регулятора тембра и поясните назначение отдельных элементов. 3. Поясните назначение регулятора тембра и возможность эквалайзера построения на их основе. 4. Поясните способы включения ОУ и их особенности. 5. Изобразите схему активного ФНЧ с использованием звена первого порядка. 6. Изобразите схему построения активного ФНЧ второго порядка с применением неинвертирующего включения ОУ. 7. Поясните возможные способы реализации катушки индуктивности в интегральном исполнении. 8. Что такое конвертор сопротивлений? Изобразите его схему. 9. Изобразите возможные способы построения гираторов. 10. Изобразите схему активного фильтра на основе ОУ и поясните влияние ПОС в схеме фильтра. 7 Краткие теоретические сведения 7.1 Простейшие применения ОУ Основные свойства ОУ Операционные усилители, представляют собой усилители с большим коэффициентом усиления, особенно реализованные на ОУ, применяемые для выполнения аналоговых математических операций. Для большинства приложений ОУ обладают следующими характеристиками: — коэффициент усиления без ОС бесконечно велик ( реальное значение К = 104…105), — входное сопротивление равно бесконечности (типичное значение R вх ≈ 2 Мом), — выходное сопротивление равно нулю (типичное значение R вых ≈ 75 Ом). На входной каскад УО, традиционно реализованный как дифференциальный, на БТ или ПТ необходимо подавать некоторое постоянное опорное напряжение и обеспечивать протекание небольшого тока (рис.9.44). 423 Рис.9.44 Для этого каждый из входов подключают через большое сопротивление на “землю”, обеспечивая протекание постоянного тока. В идеальном случае требуется обеспечивать равенство начальных входных токов I1=I2 (9.1) в том числе, при наличии цепи обратной связи. На практике следует добиваться выполнения равенства (9.1) с точностью, не превышающей разности начальных токов, называемых токами смещения, и обусловленных технологическими особенностями и типом входных транзисторов (БТ, ПТ). Кроме того, вместе действующим напряжением, на входе ОУ существует собственное напряжение смещения (см. описание модели ОУ), составляющее единицы милливольт (К140УД7). Включение на входах ОУ резисторов R1 и R2 , обладающих большим сопротивлением (сотни килом), создает за счет протекания токов смещения напряжение, сравнимое с величиной входного воздействия. Это требует ограничения предельного значения сопротивлений на входах (для К140УД7, не более 500 кОм). Важным условием для сохранения стабильности параметров ОУ является обеспечение малой зависимости токов смещения и начальных токов от температуры. Дрейф тока смещения всего 1 нА/оС (К140УД7) вызывает заметное изменение выходного напряжения. Уменьшение величины входных токов обеспечивают применением на входе ОУ дифференциального каскада на ПТ. В этом случае входной ток смещения составляет 200 пА (К140УД8В,[6]), а разность входных токов 10 пА. Однако, уменьшение тока смещения, обусловленное применением ПТ, из-за технологической сложности получения двух идентичных ПТ, приводит к увеличению входного напряжения смещения, которое более чувствительно к изменению температуры, чем у БТ. Реализация на ОУ усилителей постоянных токов требует обеспечения нулевого выходного напряжения при отсутствии входного воздействия, даже при наличии реально существующих на его входе напряжений и токов смещения. Для реальных значений коэффициента усиления ОУ (примерно 1000), существование напряжения смещения на входе всего 1 мВ создает выходное напряжение порядка одного вольта, что недопустимо. Устранение этого явления добиваются применением схем балансировки (рис.9.45) при использовании корпуса с 8 выводами. 424 Рис.9.45 Схема балансировки состоит из потенциометра R3 (К140УД7), позволяющего компенсировать напряжения смещения величиной примерно ± 25 мВ. Для усиления только переменных сигналов на входе включают разделительный конденсатор, устраняющий взаимное влияние постоянных составляющих устройств. Собственная постоянная составляющая, изменяющая положение рабочей точки активных элементов в схеме ОУ, определяет предельные значения выходного сигнала, обусловленные переходом транзисторов в режим ограничения. Неинвертирующий усилитель Схема простейшего неинвертирующего усилителя постоянного тока с последовательной ООС по напряжению приведена на рис.9.46. Рис.9.46 Сигнал обратной связи с выхода подается на инвертирующий вход ОУ, т.е. по сути, вычитается из входного сигнала, поступающего на неинвертирующий вход. Входная цепь рассчитана на подключение усилителя к источнику сигнала с малым выходным сопротивлением, что обеспечивает протекание начального тока между входом и землей. Резистор R1 предназначен для выравнивания токов между каждым из входов и землей. При этом включение R1 практически не ослабляет входной сигнал, вследствие того, что входное сопротивление ОУ, охваченного ООС, составляет десятки и даже сотни мегаом, что на несколько порядков больше R1. Выходным каскадом ОУ обычно является эмиттерный повторитель, величина выходного сопротивления которого, может составлять насколько Ом. Реально подключаемая к выходу ОУ нагрузка составляет значение не менее 1 кОм, так как ее уменьшение ограничено энергетическими показателями транзистора и сужением динамического диапазона усилителя. Подбором значений резисторов R1…R3 можно обеспечить единичный коэффициент усиления неинвертирующего усилителя. Поэтому его часто называют повторителем напряжения. 425 Применение неинвертирующего ОУ в качестве усилителя переменных сигналов (рис.9.47) Рис.9.47 предполагает включение разделительного конденсатора С1 на его входе. Резистор R1 обеспечивает протекание начального тока ОУ, шунтируя вход схемы, что снижает его высокое входное сопротивление. Для уменьшения шунтирующего действия R1 его выбирают возможно большим, одновременно, снижая напряжение смещения на выходе ОУ. Исключить появление напряжение смещения на выходе ОУ можно, включив последовательно разделительный конденсатор. Другим вариантом уменьшения напряжения смещения на входе ОУ является включение конденсатора последовательно с резистором R2. Это обеспечивает коэффициент усиления ОУ по постоянному току равный единице, при большом коэффициенте усиления по переменному току. Одновременно это позволят сделать R1 таким же большим как R3, что не приведет к большому напряжению смещения. Инвертирующий усилитель Подавая сигнал на инвертирующий вход ОУ получаем инвертирующий усилитель, фаза выходного сигнала которого, сдвинута на 180о по отношению к фазе входного. Резисторы R1, R2, как и в схеме неинвертирующего усилителя, обеспечивают протекание начальных токов (R1 обеспечивает их равенство), а R3 (рис.9.48) организует параллельную ООС по напряжению, поскольку напряжение обратной связи подается параллельно Рис.9.48 с входным на один и тот же вход. Инвертирующие усилители широко применяются в аналоговых устройствах для выполнения математических операций (сумматоры, интеграторы, дифференциаторы). 426 Влияние параллельной ООС рассмотрим в предположении, что ОУ обладает идеальными характеристиками: — коэффициент усиления без обратной связи К→ ∞ , — входное сопротивление Zвх = ∞ , — выходное сопротивление Zвых = 0. Точку подключения входного напряжения и напряжения ОС (точка Е) для идеального ОУ называют мнимой землей. При Zвх = ∞ разность потенциалов между входами усилителя становится пренебрежимо малой: с точки зрения сигнала инвертирующий вход и неинвертирующий вход имеют и тот же нулевой потенциал (начальные токи отсутствуют, а входное сопротивление ОУ равно бесконечности). Поскольку точка Е является мнимой землей, то входное напряжение Uвх приложено к резистору R1, поэтому входное сопротивление ОУ равно R1: это единственное сопротивление между входной клеммой и землей. Входной ток iвх = U вх / R1 . Ток через резистор ОС R3 определяется разностью потенциалов между выходной клеммой и мнимой землей, т.е. Uвых. С учетом направления тока iос = −U вых / R3 . Поскольку входное сопротивление ОУ бесконечно велико, то i ос = iвх, а следовательно, − U вых U вх = , R3 R1 Отсюда U R3 K oc = вых = − (9.2) U вх R1 Зависимость коэффициента усиления инвертирующего ОУ от входного сопротивления и сопротивления ОС позволяет использовать его как: — инвертор (R1= R3) без изменения величины сигнала, — усилитель/умножитель (R1/R3= k). 7.2 Частотно — селектирующие цепи Фильтры с применением конверторов сопротивлений Фильтры различного назначения (фильтры низких частот, фильтры высоких частот, полосовые фильтры) при дискретном исполнении узлов радиотехнической аппаратуры выполняются с применением RLC компонентов. Наиболее технологически несовершенными являются катушки индуктивности: достаточно громоздки и практически не реализуемы при интегральной технологии, весьма чувствительны к воздействию внешних электромагнитных полей. Катушки индуктивности в диапазоне частот примерно до 10 МГц могут быть выполнены с применением конверторов (инверторов) сопротивлений. Инвертором сопротивления называют активный четырехполюсник (четырехполюсник, организованный с применением усилительных устройств), входное сопротивление которого Z вх обычно пропорционально сопротивлению нагрузки Z н четырехполюсника Z вх = ки / Z н, (9.3) где ки [B/A2] – коэффициент инверсии. Инверторы сопротивления могут быть выполнены с положительным коэффициентом инверсии ки > 0 (положительная инверсия) и с ки < 0 – отрицательная инверсия. Отрицательная инверсия позволяет реализовать инвертеры сопротивления на двухполюснике, эквивалентные индуктивности (рис.9.49). 427 Рис.9.49 В этом случае происходит включение вместо реальной индуктивности фильтра его эквивалента, реализованного с помощью конвертора (инвертора) сопротивления. В этой схеме, называемой гиратором, нагрузкой является конденсатор С н, т.е. Zвх = к и / Z н = jω С н к и = jωLэкв . Проводя анализ схемы гиратора как усилителя, охваченного обратной связью, и вычисляя значение коэффициента петлевого усиления в режиме холостого хода и короткого замыкания [4] получаем Z вх = ( R+ 1 / jωCн ) jCн / g 21 = rL + jωLэкв (9.4) Соотношение (9.4) показывает, что входное сопротивление является индуктивностью L экв = RCн /g 21 с потерями r L = 1/ g 21, обладающей на заданной частоте собственной добротностью Q = 2πfRCн. (9.5) Соотношение (9.5) показывает, что в области низких частот сложно реализовать индуктивность с высокой добротностью, определяющей крутизну АЧХ фильтра. Построение гираторов по рассмотренной выше схеме (рис.9.6) является наиболее простым способом их реализации. Для построения высококачественных гираторов применяют схемы на основе двух встречно включенных усилителей с высокими значениями как входного, так и выходного сопротивления. Усилители такого типа называют источниками тока, управляемыми напряжением (ИТУН). Пример функциональной схемы гиратора, реализованного на ИТУН, приведен на рис. 9.50 Рис.9.50 Усилитель ИТУН-1 выступает в качестве неинвертирующего преобразователя напряжение – ток, с крутизной преобразования g1. Другой усилитель ИТУН-2 с крутизной преобразования g 2 является инвертирующим усилителем. Положительный потенциал на его входе u н вызывает появление на его выходе тока i 2. Выходное сопротивление такого гиратора определяется [4] Z вх = uвх/ iвх = uвх / i2 = uвх / g2uн = j ωCн /g1 g2 = j ωLэкв , 428 где Lэкв = Сн / g1g 2. В схеме (рис.9.6) преобразователь ток – напряжение (ИТУН-1), реализован на резисторе R, т.е. является цепью с крутизной g1 = 1/R. Основным затруднением, препятствующим широко применению активных преобразователей сопротивления, является ограничение уровня входного сигнала, поскольку при сильных сигналах ИТУН вносят значительные нелинейные искажения. Активные фильтры низкой частоты Широкое распространение получили фильтры, реализованные на ОУ с частотно- зависимой ОС. Такие конструкции, содержащие усилитель и цепь ОС получили название активных фильтров. Они позволяют исключить применение катушек индуктивности, которые громоздки, не пригодны при интегральной реализации схем, особенно в области низких частот. При этом они обладают достаточно высокой избирательностью, за счет компенсации потерь энергии в RC — фильтрах благодаря включению в схему усилительного элемента (ОУ). Фактически активные фильтры являются недовозбужденными усилителями. Активные RС – фильтры, несмотря на преимущества по сравнению с LC аналогами, обладают недостатками, обусловленными включением в схему фильтра усилителя необходимостью источников питания, повышенным уровнем нелинейных искажений, пониженной надежностью, ограничением динамического диапазона сигнала. Построение фильтров чаще всего основано на каскадном соединении базовых звеньев первого или второго порядков. Звенья ФНЧ и ФВЧ первого порядка на основе пассивных RC — цепей и усилителя (ОУ), чаще всего включаются на выходе усилителя. При использовании инвертирующего усилителя на основе ОУ их включают в цепь ОС, обеспечивая функцию усиления при минимальном числе деталей в схеме фильтра. Вариант построения активного ФНЧ с использованием звена первого порядка (содержит один конденсатор) представлен на рис.9.51а а) б) Рис.9.51 На вход ОУ в инверсном включении подается входной сигнал и напряжение ООС с помощью RC – цепи. Усилитель постоянного тока на основе ОУ обладает постоянным коэффициентом передачи в области низких частот, а с ростом частоты сопротивление цепи ОС уменьшается, что увеличивает напряжение ООС на входе ОУ, а значит — снижение коэффициента передачи, асимптотически стремящегося к уменьшению на 20 дБ на декаду (рис.9.51,б). Точка пересечения двух асимптот определяет частоту полюса передаточной функции в операторной форме. Вариантом построения активного ФНЧ второго порядка с применением неинвертирующего включения ОУ с малым коэффициентом усиления, является схема Саллена и Кея (рис.9.52). 429 Рис.9.52 Фаза входного сигнала в такой схеме не инвертируется, а усилитель, для получения малого коэффициента усиления, охвачен глубокой ООС. Это обеспечивает им высокую стабильность усиления, широкую полосу пропускания, высокое входное и низкое выходное сопротивления. Такие свойства звеньев ФНЧ обеспечивают высокую точность реализации передаточной функции и хорошую взаимную развязку звеньев при их каскадном включении. Особенностью схемы является применение RС – фильтра, обеспечивающего ПОС, действующую в основном вблизи частоты среза, что увеличивает коэффициент усиления, увеличивая крутизну АЧХ, приближая ее вид к соединению двух асимптот: горизонтальной и наклонной (см. например, рис.9.51б). Ниже частоты срез глубина ПОС уменьшается из-за увеличения сопротивления конденсатора С1, а выше — из-за понижения сопротивления конденсатора С2. Резкость изгиба АЧХ определяется коэффициентом усиления усилителя К, который позволяет увеличивать глубину ПОС, и добротностью Q звена. Допустимое значение К составляет несколько раз, что ограничено опасностью самовозбуждения усилителя. Применение режима повторителя напряжения для ОУ позволяет получать устойчивый коэффициент передачи при потенциальной устойчивости фильтров. Применение усилителей с неограниченным коэффициентом усиления К, что приближенно является допустимым для ОУ, позволяет строить звенья второго порядка на одном усилителе, охваченном глубокой частотно-зависимой ООС. В качестве усилителя с очень большим усилением (теоретически бесконечно большим) можно использовать ОУ в инверсном включении, входные каскады которого выполнены на ПТ, обладающие очень большим входным сопротивлением. Напряжение на выходе звена будет так же инвертировано. Исследуемая схема является полиномиальным звеном активного фильтра (рис.9.51) второго порядка, использующего инверсное включение ОУ с очень большим коэффициентом усиления, и две частотно-зависимые ООС, действующие через R3, а другая – через С2. На низких частотах влияние конденсаторов практически отсутствует и ООС создается резистором R3, а коэффициент передачи звена К0 = R3/R1. С увеличением частоты цепь R1С1 и инвертирующий интегратор, состоящий из R2, С2 и ОУ, увеличивают глубину ООС, обеспечивая спад АЧХ. Вблизи частоты среза связь через R3, охватывающая интегратор, становится положительной, поскольку суммарный фазовый сдвиг в петле ОС оказывается меньше 90о. Это объясняется тем, что инвертирующий интегратор вносит фазовый сдвиг 90о, а цепь ОС (состоит из параллельного включения резисторов R3, R1 и С1) – отрицательный. Положительная ОС увеличивает коэффициент передачи звена вблизи его резонансной частоты, приближая форму АЧХ к асимптотической. С увеличением частоты положительная ОС уменьшается, вследствие малого коэффициента передачи интегратора на верхних частотах, и одновременно, цепи ОС R3, С1. Выходное напряжение схемы в этой области частот мало, что равносильно подключению верхнего вывода R3 к земле. Это равносильно подключению двух звеньев первого порядка, что обеспечивает крутизну наклона асимптоты логарифмической АЧХ -12 дБ/окт. 430 Одно из этих звеньев параллельное включение резисторов R3, R1 и С, другим – интегратор. Для получения основных соотношений, определяющих свойства активного ФНЧ, упростим схему фильтра (рис.9.58), считая ОУ идеальным (бесконечно большое входное сопротивление и коэффициент усиления ОУ без ОС при малом выходном сопротивлении). a) б) Рис.9.53 На рис.9.53а U 1 — источник сигнала, обладающий внутренним сопротивлением R1. Выходное напряжение — U 0 . Цепь ОС представлена компонентами R2, R3, C1, C2. Используя понятие о мнимой земле, справедливое для идеального ОУ, представим напряжение U 0 источником ЭДС, подключенным ко входу ОУ (рис.9.53б). Выбрав направления токов и, учитывая, что ОУ является инвертирующим (рис.9.53б), получим эквивалентную схему активного ФНЧ (рис.9.54) 431 Рис.9.54 Вычислим коэффициент передачи ФНЧ U Kф = 0 U1 Используя первый закон Кирхгофа I1 = I у + I 2 + I 3 и выражение для коэффициента усиления ОУ U K= 0 , Uх обходя первый контур по второму закону Кирхгофа 1 Uх + I2 ⋅ =U0 jω C 2 Получим U ωC ( K − 1) I2 = j 0 2 . K Обходя второй контур 1 I 2 ( R2 + ) = I 3 R3 , jωC2 с учетом выражения (9.14) получим U ( K − 1) (1 + jωC2 R2 ) . I3 = 0 K ⋅ R3 Для третьего контура I I 3 R3 − у = U 0 jωC1 ωC1U 0 Iу = − (( K − 1)ωR2C2 + j ) K Тогда напряжение на входе U 1 U 1 = I 1R1 + I у ( 1 ) jωC1 (9.10) (9.11) (9.12) (9.13) (9.14) (9.15) (9.16) (9.17) (9.18) (9.19) после подстановки в него соотношений (9.15), (9.16) , (918) позволяет получить выражение для коэффициента передачи фильтра (9.10) Kф = K ⋅ R3 (9.20) ( K − 1) R1 (1 − ωC1ωC2 R2 R3 ) + j (( K − 1)ωC2 ( R2 R3 + R1R2 + R3 R1 ) + R1 R3 ) 432 Резонансная частота фильтра, определяемая цепью обратной связи, определяется соотношением ω 2C1C2 R2 R3 = 1 (9.21) Если обозначить резонансную частоту f 0 , то 1 1 (9.22) f0 = 2π C1C2 R2 R3 Резонансная частота оказывается вблизи изгиба частотной характеристики фильтра. Начиная с этой точки, выходное напряжение начинает уменьшаться, причем скорость спада в конце достигает 12 дБ/октаву. Частоту f 0 называют иногда частотой среза этого фильтра. Добротность звена определяется соотношением C1 C2 Q= . (9.23) ⎛ R 2 R3 R2 R3 ⎞ ⎜ ⎟ + + ⎜ R1 R3 R 2 ⎟⎠ ⎝ Требуемая форма АЧХ (максимально плоская или имеющая подъем) обеспечивается вариацией параметров цепи ОС, изменяющая значение резонансной частоты и величину добротности цепи ОС. Одновременно следует отметить, что величина добротности, а значит и форма АЧХ, зависит также от коэффициента усиления ОУ без обратной связи К и параметров источника сигнала. Нестабильность коэффициента передачи активного ФНЧ при такой реализации меньше, по сравнению со схемой (рис.9.59), что объясняется применением отрицательной ОС. Активные полосовые фильтры Если в схеме активного ФНЧ (рис.9.52), резисторы заменить конденсаторами, а конденсаторы – резисторами (кроме резисторов R3, R4), то получится схема фильтра высоких частот (ФВЧ) Саллена — Кея (рис.9.55). Рис.9.55 Неинвертирующий усилитель выполняет те же функции, что и в схеме ФНЧ. Резистор обеспечивает замыкание петли положительной ОС, оказывающей наибольшее влияние вблизи частоты среза, увеличивая коэффициент передачи и приближая АЧХ к асимптотической. С уменьшением частоты глубина ПОС снижается из-за увеличения сопротивления конденсатора С2, а на высоких частотах – из-за уменьшения сопротивления – С1. На основе совмещения схем фильтров ФНЧ и ФВЧ можно создать схему полосового фильтра (ПФ). Простейшим вариантом реализации ПФ является включение на входе усилителя друг за другом двух ячеек пассивных фильтров (рис.9.56) типа R-C (интегрирующее звено — ФНЧ) и типа С-R (дифференцирующее звено — ФВЧ) 433 Рис.9.56 Цепочка R1 и С1 – образует интегрирующее звено, а — R2 и С2 – дифференцирующее, а вместе – ПФ. Неинвертирующий усилитель на ОУ охвачен частотно-зависимой ПОС с помощью резистора R3 и компонентов входной цепи. Наибольшее значение коэффициента усиления обеспечивается вблизи частоты резонанса цепи ОС, где обеспечивается наибольший коэффициент передачи пассивной части схемы. Влияние ПОС ослабляется при уменьшении частоты из-за возрастания сопротивления конденсатора С2, а на высоких – из-за шунтирующего действия конденсатора С1. Схема регулировки тембра является одной из наиболее используемых схем ПФ с регулируемой АЧХ. На ее основе (рис.9.55) с использованием каскадного включения регуляторов тембров, обладающих подъемом АЧХ в заданной области частот, реализуются схемы многополосных эквалайзеров. 8 Литература 1. Амелин М.А., Амелина С.А. Программа схемотехнического моделирования MicroCap8. М.: Горячая линия -Телеком, 2007. – 464 с. 2. Усилительные устройства / под ред. Головина О.В. М.: Радио и связь, 1993. — 353 с. 3. Фриск В. В., Логвинов В. В. Основы теории цепей, основы схемотехники, радиоприемные устройства. Лабораторный практикум на персональном компьютере. – М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2008. – 608 с. 4. Павлов В.Г., Ногин В.Н. Схемотехника аналоговых электронных устройств. М.: Радио и связь, 1997. – 367 с. 5. Войшвилло Г.В. Усилительные устройства. М.: РиС, 1983. – 286 с. 6. Разевиг В.Д. Применение программ P-CAD и PSpiсe для схемотехнического моделирования на ПЭВМ, в 4-х вып. М.: Радио и связь, 1992. 434 РАЗДЕЛ 2 Описание лабораторных работ по РПрУ Во втором разделе учебного пособия исследуются свойства типовые узлов радиотракта приемников, реализующих основные функции усиления и преобразования сигналов с применением новых принципов построения и элементной базы. Входная цепь (ВЦ) приемника, неотъемлемая часть приемника любого типа, анализируется при внешнеемкостной связи с ненастроенной антенной и внутриемкостной связи с первым каскадом, обеспечивающие ее требуемые технические показатели. Подбором коэффициентов связи с антенной и активным элементом проводится оптимизация параметров схемы ВЦ по величине коэффициента передачи и его неравномерности, полосе пропускания, подавлению зеркального канала и др. Схемы перемножителей сигналов (преобразователь частоты и синхронный амплитудный детектор) построены с использованием ячейки Гильберта, обеспечивающей наилучшие показатели узлов и широко применяющиеся в составе ИМС аналоговых и цифровых систем связи. Исследуется каскодная схема, активно применяемая как при дискретной, так и при интегральной реализации схем усилителей, обеспечивающая уменьшение амплитудночастотных искажений за счет снижения взаимного влияния каскадов. Анализируются различные схемы регулирования коэффициента усиления в усилителях. Исследуются как наиболее частот используемые при дискретной реализации устройств, схемы режимной АРУ, так и схемы управления усилением изменением глубины ООС и величины сопротивления нагрузки каскада, применяемые в ИМС. Свойства каждой из схем исследуются как в частотной, так и во временной области, предлагаются методы оптимизации ее параметров выбором режимов активных элементов, параметров источников сигналов и коэффициента связи с соседними узлами (устройствами). 435 ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА № 7 ВХОДНЫЕ ЦЕПИ РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ 1 Цель работы Изучить принципы построения входных цепей и их характеристики; проводить оптимизацию параметров входной цепи при различных способах реализации входных цепей по выбранным критериям с применением системы схемотехнического моделирования МС9. 2 Задание 2.1 Расчетная часть Для диапазонной одноконтурной входной цепи в области умеренно высоких частот при внешнеемкостной связи с ненастроенной антенной и внутриемкостной связи с преобразователем частоты на биполярном транзисторе, рассчитать: 2.1.1 значения конденсаторов связи СсвА и СсвВх, 2.1.2 величину коэффициента передачи входной цепи. Примечание: параметры антенны и контура входной цепи приведены в приложении. 2.2 Экспериментальная часть 2.2.1 установление режим работы биполярного транзистора по постоянному току в соответствии с заданием, 2.2.2 настройка контура в нагрузке ПрЧ на промежуточную частоту 2.2.3 настройка контура входной цепи на среднюю частоту принимаемого диапазона, 2.2.4 расчет малосигнальных входных параметров преобразователя 2.2.5 Настройка контура входной цепи на среднюю частоту 2.2.6 частотные свойства исследуемой схемы 2.2.7 влияние параметров цепей, подключаемых к ВЦ, на ее свойства 3 Описание схемы входной цепи для области умеренно высоких частот при работе с ненастроенной антенной Проводится исследование схемы входной цепи, реализованной на одиночном колебательном контуре, с внешнеемкостной связью с антенной и внутриемкостной связью с преобразователем частоты. Предполагается, что входная цепь, содержащая фильтр (L1 и C3, C5) может перестраиваться изменением величины емкости С3 (рис.7.1) Практически для этой цели может применяться механически перестраиваемый конденсатор переменной емкости или варикап. Изменение емкости должно осуществлять перестройку контура входной цепи (ВЦ), обеспечивая прием сигналов в диапазоне средних волн (fmin = 526,5 кГц до fmax= 1606,5 кГц). Резистор R3 отражает существование потерь в контуре и равен значению сопротивления ненагруженного контура на резонансной частоте R0. Параметры антенны, обладающей источником ЭДС (отражено включением генератора GS), представлены эквивалентом антенны, где R1 = 500 Ом = RA, сопротивление ан- 436 тенны, конденсатор С1 = 7 пФ ≈ СсвА является, при внешнеемкостной связи с контуром ВЦ, параллельным включение емкости антенны и емкости связи. Компонент принципиальной схемы С5 = 1200 пФ = СсвВх является конденсатором внутриемкостной связи контура ВЦ и входа преобразователя частоты (ПрЧ) на биполярном транзисторе КТ316В. Входная цепь подключена к ПрЧ через разделительный конденсатор С4, исключающий протекание постоянной составляющей через ВЦ. Колебательный контур в цепи коллектора транзистора ПрЧ настроен на промежуточную частоту fпр = 465 кГц. Нагрузкой ПрЧ является входное сопротивление следующего каскада, отражаемое на принципиальной схеме параллельным включением цепочки С10 и R10. Колебательный контур ПрЧ, обычно является согласующим звеном между выходом ПрЧ и полосовым фильтром (ПФ), реализуемым как пьезоэлектрический, электромеханический или пьезомеханический фильтр. Нагруженная добротность колебательного контура определяется собственными потерями компонентов контура, а также, внесенными в него со стороны коллекторной цепи транзистора и нагрузки (входного сопротивления ПрЧ). Для уменьшения влияния на контур параметров БТ и входа следующего каскада (или ПФ), внешние цепи подключаются с применением автотрансформаторной связи с коэффициентами включения m и n. Требуемая степень подавления соседнего канала в этом случае применения сосредоточенная фильтрации, обеспечивается ПФ. Режим работы БТ по постоянному току определяется выбором резисторов делителя R4 и R5 в цепи базы, а так же резисторами (R6, R7, R9). Резисторы R6 и R7 обеспечивают температурную стабилизацию режима БТ за счет отрицательной обратной связи по постоянному току. Рис.7.1 Источник ЭДС V2, обладающий внутренним сопротивлением R2, создает напряжение гетеродина, поступающее через разделительный конденсатор С2, в эмитерную цепь БТ. Величина напряжения гетеродина, приложенная к резистору R7 и управляющая изменением крутизны БТ, определяется значением R7 и амплитудой напряжения генератора GG. Фильтр нижних частот С7R9 является развязывающим фильтром, а так же исключает протекание переменной составляющей тока коллектора через источник питания. 437 4 Методические указания по выполнению работы 4.1 Расчетная часть Для расчета значений конденсаторов связи СсвА и СсвВх (п.2.1.1) необходимо воспользоваться значениями компонентов принципиальной схемы (рис.7.1), справочными данными [5] о транзисторе КТ316В и сведениями, приведенными в приложении. 4.2 Машинное моделирование 4.2.1 Ввод принципиальной схемы входной цепи вместе со схемой ПрЧ и эквивалентной схемой антенны. Перед выполнении п.2.2.1. следует загрузить систему схемотехнического проектирования МС9 и вызвать в главное окно принципиальную схему входной цепи, обладающей внешнеемкостной связью с антенной (эквивалентом антенны) и внутриемкостной связью с последующим каскадом (преобразователем частоты на полевом трназисторе). Для этого необходимо выбрать режим FILE основного меню (рис.7.2), в выпадающем окне выбрать файл C:\MC9DEMO\data\VСвнСву.CIR, вызвав его в основное окно редактора (окно схем). Рис.7.2 В окне схем указаны основные команды и вспомогательные пиктограммы, позволяющие “ собирать” принципиальные или эквивалентные схемы устройств, для последующего анализа по постоянному току, во временной или частотной области и др. Возможности системы схемотехнического моделирования МС9, реализованные в МС8, и, подробно описанные в [2], расширены, дополнены примерами анализа аналоговых и цифровых схем и в некоторых случаях применена другая форма представления моделей компонентов. Например, библиотека диодов, транзисторов, ОУ в отличие от МС8 теперь сформирована в текстовом файле (рис.7.2.1) в папке (рис.7.2.2). После загрузки файла C:\MC9DEMO\data\VСвнСву.CIR, в центральном окне редактора МС9 должна появиться принципиальная схема входной цепи при внешенемкостной связи с антенной, внутриемкостной связи с каскадом преобразователя частоты на полевом транзисторе (рис.7.1). 438 Следует убедиться в соответствии параметров компонентов вызванной схемы и, приведенных в описании. Если полученные методические материалы не содержат дискету с файлом принципиальной схемы входной цепи и ПрЧ, то ее следует ввести самостоятельно, выбрав режим FILE в меню главного окна (рис.7.2), которое представлено командами: File, Edit, Components, Windows, Options, Analysis , Help. Меню File служит для загрузки, создания и сохранения файлов схем, библиотек математических моделей компонентов схем и для вывода схем на принтер. При этом программа автоматически присваивает окну схем некоторый текущий номер (например, circuit2.CIR). Меню Edit служит для создания электрических схем, их редактирования, а также редактирования символов компонентов схем. Команда Components главного меню используется для добавления в создаваемую или редактируемую схему компонентов, в дополнение к содержащимся в каталоге МС9 (каталог содержит более 100 аналоговых и цифровых компонентов). Каталог команды Components можно редактировать, создавая новые разделы иерархии и вводить в них новые компоненты (например, транзисторы отечественного производства). Меню команды Windows позволяет манипулировать открытыми окнами, обеспечивая доступ к редакторам МС9 и калькулятору. Меню Options используется для настройки параметров программы. Меню Analysis предлагает виды анализа введенной принципиальной схемы. Меню Help позволяет обратиться к встроенному файлу помощи и оценить, на приведенных там примерах, возможности программы. Ввод резисторов Создание принципиальной схемы начинается с выбора курсором компонента принципиальной схемы на строке основных компонентов (рис.7.2) и нажатием левой кнопки мыши, например, пиктограммы резистора: (рис.7.2.3). Перемещение компонента на экране производится при нажатой левой кнопке, а при необходимости изменить положение компонента, щелкают правой кнопкой при нажатой левой кнопке. При отпускании левой кнопки местоположение компонента фиксируется и в окне (рис.7.2.4) ниспадающего меню (рис.7.3) появляется назва- ние компонента и предложение (рис.7.2.5) присвоить ему позиционное обозначение (например, R15) с возможностью указывать его на принципиальной схеме. PART — предлагаемое позиционное обозначение (может быть изменено на любое другое) при активизации указанной строки левой кнопкой мыши. RESISTANCE — величина компонента или его величина и закон изменения сопротивления в модели резистора при изменении температуры (задается температурным коэффициентом -ТС). Присвоенное компоненту название, позиционное обозначение и др. и величина будут изображаться в главном окне при вводе принципиальной схемы, если соответствующий параметр будет помечен галочкой SHOW в рамке Name или Value , соответственно. При вводе значения параметров допускается использование масштабных коэффициентов: Значение 6 3 -3 -6 -9 -12 -15 10 10 10 10 10 10 10 Префикс MEG K M U N P F Степ.форма 10E+6 10E+3 10E-3 10E-6 10E-9 10E-12 10E-15 439 Рис.7.3 Масштабный коэффициент может содержать и другие дополнительные символы, которые программа игнорирует. То есть величина емкости в 5 пФ может быть введена: 5 PF или 5 Р или 5Е-12. Дробные значения, например сопротивления 4,3 кОм, задаются как 4.3к. В ниспадающем меню (рис.7.2.6) (рис.7.3) так же можно FREQ – вводить информацию о законе изменения сопротивления при изменении частоты (FREQ, используется при анализе только в частотной области). MODEL — ввести дополнительное нестандартное обозначение компонента (например, RMODEL), COST – коэффициент, отражающий стоимость резистора из общей стоимости узла (схемы, устройства). POWER — указать, какая часть мощности (например, 0,7) рассеивается на компоненте, от общей мощности, потребляемой узлом, в соответствие с документом на разработку устройства (техническим заданием), SHAPEGROUP – указывать массив условно графических обозначений (УГО), к которому принадлежит компонент (обычно принимается по умолчанию) и PACKADE — тип корпуса, из ранее введенного списка корпусов (типо-размеров). Последние из указанных параметров обычно используются в программе PCAD при разработке топологии печатной платы и оценке стоимости устройства (если это предполагается в задании). Подтверждением окончания ввода любого компонента является нажатие кнопки OK. Если какие-либо сведения введены неверно, то нажатие кнопки Cancel ,отменяет всю введенную информацию о компоненте. Другие активированные кнопки подменю (рис.7.2.6) позволяют: (рис.7.2.7) — изменять размеры, цвет и шрифт комментариев, при описании атрибутов компонента (обычно применяется по умолчанию), (рис.7.2.8) — добавлять к перечню характеристик компонента (PART, RESISTANCE и др.) дополнительные характеристики по желанию пользователя, (рис.7.2.9) — удалять любую из приведенных характеристик (активируется при размещении курсора не какую-либо строку характеристик в окне компонента), (рис.7.2.10) — отображать в диалоговом режиме способ получения заданного значения ,например, величины сопротивления резистора (принимается по умолчанию). (рис.7.2.11) — выводить на экран монитора УГО компонента, 440 (рис.7.2.12) — переход в файл помощи (комментарии к описанию компонентов и их характеристик в подменю (рис.7.2.6)). (рис.7.2.13) — переход в главное меню файла помощи, (рис.7.2.14) — отображать в открывающемся диалоговом окне возможность получения выбранной величины, например, величины сопротивления резистора, как эталонного. Строка (рис.7.2.15) 5указывает на потенциально возможный вывод на экран дисплея значений токов (рис.7.2.16), мощностей (рис.7.2.17) и температуры (рис.7.2.18), при которых они получены. При этом существует возможность коррекции цвета надписей, выводимых на экран. Активизация левой кнопкой мыши других окошек на строке (рис.7.2.19) позволит помечать точками концы компонента (рис.7.2.20) , включенного в схему, присваивать им названия (рис.7.2.21)или номера (рис.7.2.22) . Активизация (по умолчанию) режима (рис.7.2.23)- реализует возможность включения в процесс моделирования выбранного компонента, (рис.7.2.24)- обеспечивает подсветку компонента Ввод конденсатора Последовательность ввода конденсаторов и его параметров аналогична вводу резисторов: выбор на строке основных компонентов условно-графического обозначения конденсатора (рис.7.2) , что при установке его в принципиальную схему и нажатии левой кнопки мыши, переводит в подменю задания параметров конденсатора (рис.7.4) Рис.7.4 Рис.7.5 (рис.7.2.25), как и используемые надНазначение кнопок в подменю писи, ничем не отличаются от функций, описанных для резисторов. Параметры, задаваемые в левом окне подменю, учитывают особенности описываемого компонента. Так после задания или подтверждения, предлагаемого (рис.7.2.26)- позиционного обозначения, и (рис.7.2.27)- величины емкости (в данном случае 7 пФ), а также может быть задана: 441 (рис.7.2.28)- функциональная зависимость величины заряда в конденсаторе от приложенного к нему напряжения, (рис.7.2.29)- зависимость величины емкости от частоты воздействия, а так же другие характеристики конденсатора, описываемые аналогично в процессе ввода резистора. Если учитываются частотные или нелинейные свойства величины емкости от приложенного напряжения, частоты, температуры и т.д., что указывается в строке (рис.7.2.30) в форме некоторого выражения, то эти сведения вносятся в библиотеку, принадлежащую описываемой схеме, и используются при моделировании. В этом случае активизируются окна (рис.7.5) и указываются необходимые дополнительные сведения (подробнее об их назначении и возможностях можно ознакомиться, обратившись к файлу помощи). Ввод транзистора Биполярный транзистор с n-р-n типа КT316В (позиционное обозначение биполярного транзистора, например Q2, для любого типа проводимости в МС9) вводится при обращении к команде Components, находясь в окне схем, с последующим выбором Analog Primitives→ Active Devices→ NPN (рис.7.6) и переходом в подменю (рис.7.2.31) (рис.7.7) задания параметров модели после установки условно графического обозначения (УГО) модели в выбранное место окна схем и нажатии на левую кнопку мыши. Рис.7.6 Рис.7.7 PART – позиционное обозначение компонента (Q2), VALUE — характеристика, определяющая его активный режим (может пропускаться), MODEL – используемый транзистор –КТ316B. Если параметры транзистора были ранее введены в библиотеку, то программа обращается к файлу (рис.7.2.32) и они высвечиваются в окнах параметров транзистора. При отсутствии в списке, предлагаемом в активированном окне справа, транзистора J2P307B, параметры модели транзистора необходимо ввести в подсвеченных окнах (рис.7.2.33), вместо параметров, представленных в окнах, предварительно нажав кнопку New (рис.7.7): .MODEL 2T316B NPN (Is=3.49f Xti=3 Eg=1.11 Vaf=102 Bf=74.97 Ne=1.483 Ise=44.72f Ikf=.1322 Xtb=1.5 Var=55 Br=.2866 Nc=2 Isc=447f Ikr=.254 Rb=66.7 Rc=7.33 Cjc=3.934p Vjc=.65 Mjc=.33 Fc=.5 Cje=1.16p Vje=.69 Mje=.33 Tr=65.92n Tf=94.42p Itf=.15 Vtf=15 Xtf=2) 442 Остальные параметры модели принимаются по умолчанию. Смысловое значение вводимых параметров и аналитические выражения, учитывающие их зависимость от приложенного напряжения (тока), описаны в [4]. Ввод параметров источника гармонического сигнала Для ввода источника гармонического сигнала необходимо, находясь в окне схем (рис.7.2), необходимо последовательно активизировать меню Component → Analog Primitives → Waveform Sources → Sine Source. Рис.7.8 (рис.7.2.34), описываем модель генератора Находясь в подменю гармонических сигналов, обладающей присвоенной ей позиционным обозначением PART V3, и, выбранным типом модели MODEL 1MHz (в правом окне подменю). В качестве источника сигнала выбран из библиотеки МС9 стандартный генератор гармонического напряжения с частотой 1 МГц, поскольку при анализе в частотной области (АС…) амплитуда напряжения автоматически выбирается А = 1 В. При этом величина параметра F не имеет значения т.к. анализ проводится в области частот, пределы которой задаются в под(рис.7.2.35). Параметры модели F, A, DC и т.д. вводятся меню в соответствии с рис.7.8. Если создается новый источник, то список компонентов заносится в текстовый файл после активизации строки MODEL, нажатия кнопки (рис.7.2.36), присвоения названия модели генератора синусоидальных сигналов на выпадающем меню (рис.7.2.34) и заполнения окошек, определяющих параметры генератора. Параметры генератора задают, указывая в окне F — значение частоты генератора гармонических сигналов (в герцах, используется только при анализе во временной области), А — величину амплитуды сигнала (в вольтах, используется только при анализе во временной области), DC — значение постоянной составляющей (в вольтах), PH — значение начальной фазы сигнала (в градусах) , RS — величину внутреннего сопротивления источника сигналов (в Омах), RP — период повторения моделируемого процесса (если процесс затухающий, при указанной величине постоянной времени TAU, сек.), TAU – постоянная времени затухания переходного процесса. Если параметры генератора были ранее введены, то требуемый генератор выбирают активизацией соответствующей строки в правом окне подменю (рис.7.2.34). Как видно из рис.7.8 источник ЭДС по значению внутреннего сопротивления близок к идеальному (RS = 0,001 Ом). 443 В последующем, при работе с этим файлом и повторном обращении к меню Component на закладке Analog Primitives появляется укороченный список компонентов, применявшихся ранее. Ввод батареи источника питания Питание обоих каскадов усилителя осуществляется от одного источника ЭДС V2. Величина напряжения источников питания равна 12В. Подключение источника питания (ба(рис.7.2.37) в строке главного меню и тареи) в схему после выбора его пиктограммы задания параметров (рис.7.9) должно проводиться с учетом места подключения и типа проводимости транзистора. Рис.7.9 Ввод соединительных линий Соединительные линии между элементами схемы прочерчивают, используя кнопку ввода ортогональных проводников Wire Mode (изображение линии) на панели инстру – ментов (рис.7.2). Ввод автотрансформатора Ввод индуктивностей, обладающих взаимоиндукцией, осуществляется при последовательном выполнении в главном окне команд (рис.7.10.): Модель сердечника Рис.7.10 Рис.7.11 444 Выбор строки с компонентом К и помещение его в любом месте окна схем осуществ(рис.7.2.38) (рис.7.11), позволяющего ляет переход в подменю задавать параметры трансформатора (автотрансформатора). В простейшем случае трансформатор не обладает сердечником (воздушный автотрансформатор). Назначение кнопок в подменю (рис.7.2.38), как и используемые надписи, ничем не отличаются от функций, описанных для резисторов. Параметры, задаваемые в левом окне подменю, учитывают особенности описываемого компонента. Так после задания или подтверждения, предлагаемого (рис.7.2.39)- позиционного обозначения, и (рис.7.2.40) — перечисления компонентов (катушек индуктивности), объединенных взаимоиндукцией, (рис.7.2.41)- величины связи между катушками индуктивности, (рис.7.2.42) автоматически указывает на конструкцию трансформатора без сердечника, если не выбрана из библиотеки в правом окне подменю или не введена новая модель (пользователя). Выбор параметров сердечника, обладающего нелинейной зависимостью B=f(H), из предлагаемого перечня или создание новой модели, требует знания геометрических размеров и его конфигурации, параметров материала, из которого изготовлен сердечник и другие характеристики. Требования, предъявляемые к параметрам модели сердечника, их описание можно найти в файле помощи МС9 или в [4]. Ввод “земли” Завершается ввод принципиальной схемы подключением к общей шине “электрической земле“ условно-графического обозначения “земли”, используя строку основных компонентов (рис.7.2) окна схем. Удаление (коррекция) компонентов принципиальной схемы При необходимости коррекции некоторых элементов принципиальной схемы необходимо вначале удалить соответствующий элемент (компонент, линию ), нажав левой кноп кой мыши стрелку (рис.7.2.43)-“изменение режима “ окна главного меню, активизировать режим (Select Mode) редактирования элементов или компонентов схемы. Затем, поведя курсор к компоненту, нажать левую кнопку мыши. При этом подсвечивается, обычно зеленым цветом, компонент или соответствующий текст на принципиальной схеме и затем, войдя в меню EDIT, выбирают CUT и удаляют необходимые атрибуты. Возникающие трудности при удалении компонентов или вводе новых устраняются обращением к программе HELP главного меню. 4.2.2 Установление режима работы транзистора по постоянному току Закончив ввод компонентов принципиальной схемы и, проверив значение каждого из них, нажатием кнопки (рис.7.2.44)Node Numbers (номера узлов, рис.7.2) в окне схем определяют узлы, которые будут использоваться для расчета коэффициента усиления каскада по напряжению и другие показатели. Свойства исследуемой схемы по постоянному току зависят в основном от наиболее нестабильного компонента – транзистора смесителя. Последовательно выполнив . (рис.7.2.45) войдем в режим анализа узла преобразователя частоты по постоянному току. На выпадающем подменю (рис.7.2.46) (рис.7.12,а) 445 а) б) Рис.7.12 (рис.7.2.47) «Напряжения в узлах», что позволяет рассчитывать активирована кнопка напряжения в узлах схемы для выбранной в строке (рис.7.2.48)температуры 27оС (или списка значений). Выбор режима Place Text (установка метки) позволяет отражать на цветной панели экрана монитора, одновременно с величиной напряжения в узлах, значения температуры, при которой они определены, а так же позиционные обозначения компонентов. Для получения значений постоянных токов в цепях принципиальной схемы необходимо активировать кнопку (рис.7.2.46) (рис.7.12,б). (рис.7.2.49) в подменю Активизация кнопки (рис.7.2.50), позволяет выводить на экран значения мощности постоянной составляющей, выделяющейся на резисторах. Значение (в процентах), указанное в окне строки (рис.7.2.51), указывает на возможность ступенчатого изменения величины сопротивления выбранного резистора или источника питания на 10% от номинального значения, заменой постоянных резисторов на переменные. Это происходит при использовании на клавиатуре кнопки Up Arrow или Down Arrow , при условии предварительной активизации выбранного компонента, при нажатии на пиктограмму (рис.7.2.43)- “изменение режима “ в окне схем (рис.7.2). Убедитесь в соответствии режима транзистора Q1, указанному в приложении, и при необходимости проведите коррекцию, варьируя значения резисторов в цепи базы и эмиттера. При этом нумерация узлов принципиальной схемы 7.1 может отличаться от, приведенной на рис.7.13, что не требует редактирования. Однако это следует учесть при анализе свойств усилителя в частотной или временной области. 446 Примечание: при правильном вводе значений компонентов принципиальной схемы усилителя промежуточной частоты, в том числе параметров транзисторов, режимы работы транзисторов по постоянному току не должны отличаться более чем на 1%, от приведенных на рис.7.12. 4.2.3 Настройка контура в нагрузке ПрЧ на промежуточную частоту После достижения значений постоянных составляющих тока стока Ic0 = 1 мА, а напряжения U кэ0 = 3,6 В биполярного транзистора Q1 (рис.7.12) настраиваем колебательный контур в нагрузке ПрЧ на промежуточную частоту fпр = 465 кГц. Для этого используем вспомогательную схему (рис.7.13). В качестве источника гармонического сигнала V1 используем генератор (1 MHZ) из библиотеки МС9 с параметрами, описанными в подменю (рис.7.2.34). Рис.7.13 Настройку контура в резонанс осуществляем, изменяя значение емкости контура С8. Анализ в частотной области для некоторого значения емкости С8 проводим, находясь в окне схем, и последовательно выполнив: Analysis →AC…→ AC Analysis Limits. В подменю AC Analysis Limits (рис.7.14) задается следующая информация: Frequency range — значения верхней и нижней границы частотного интервала и способ определения верхней частоты подинтервала. При линейном законе разбиения частотного интервала (рис.7.2.52) число подинтервалов определяется строкой Number of Points (рис.7.2.53) . Используя линейку прокрутки можно установить автоматический выбор шага, определяемый точностью интегрирования в процентах на каждом шаге интегрирования (указывается в строке Maximum Change %), Number of Points — количество точек в заданном частотном интервале, в котором производится расчет частотных характеристик и полученные значения 447 Рис.7.14 (рис.7.2.54)), выводятся в форме таблицы (если активирована кнопка Теmperature–диапазон изменения температур (может задаваться одно значение, при котором проводится анализ), Maximum Change %–максимально допустимое приращение функции на интервале шага по частоте (учитывается только при автоматическом выборе шага– активизация процедуры Auto Scale Ranges), Noise Input–имя источника шума, подключенного ко входу усилителя, Noise Output–номер (а) выходных зажимов, где вычисляется спектральная плотность напряжения шума, Run Options–определяет способ хранения полученных результатов: Normal- результаты расчетов не сохраняются, Save-результаты сохраняются на жестком диске, Retrieve–использование результатов расчета, хранящегося на жестком диске, для вывода на экран монитора, State Variables – задание начальных условий интегрирования На экран монитора, в соответствии с рис.7.14, выводится частотная зависимость коэффициента усиления по напряжению (V(15)/V(6), YExpression). Область частот (XExpression -F), в которой проводится анализ, определяется форматом: максимальное значение выводимой переменной, ее минимальное значение и шаг сетки значений. Аналогично задаются условия при выводе на экран монитора значений коэффициента усиления. Характер изменения значений по оси абсцисс и оси ординат – линейный, что выбирается нажатием двух левых крайних кнопок (рис.7.2.55) в каждой строке выводимых значений. Вход в режим анализа частотных свойств ПрЧ производится нажатием кнопки (рис.7.2.56). На графике АЧХ каскада по напряжению определите максимальный коэффициент усиления и резонансную частоту. Для этого на нижней стро(рис.7.2.57) (Peak). При отличии знаке окна результатов активизируйте пиктограмму чения резонансной частоты от fпр = 465 кГц более чем на ± 1 кГц необходимо провести ее 448 коррекцию, используя режим вариации какого-либо компонента контура (емкости конденсатора С7). Для этого, находясь в окне результатов, выполните команду АС…и на выпадающем подменю (рис.7.2.35) нажмите на кнопку (рис.7.2.58) (аналогичный переход можно обеспечить нажатием на «горячий ключ» F11). Используя закладки подменю ки активизируйте строку С8 (рис.7.15) (рис.7.2.59), с помощью линейки прокрут- Рис.7.15 Выбрав с помощью линейки прокрутки в качестве варьируемого компонента конденсатор С8, указываем способ и пределы изменения (рис.7.15) значения емкости конденсатора С8. Значение емкости конденсатора С8 (рис.7.2.61) до (рис.7.2.60) изменяется от 194пФ (рис.7.2.62) пФ с шагом (рис.7.2.64) подтверждает(рис.7.2.63) 1 пФ. Нажатием кнопки Yes в рамке ся режим пошагового изменения величиныС7. Способ изменения величины емкости в пределах одного шага – линейный (рис.7.2.65). При этом в качест- ве изменяемого параметра выбран компонент (рис.7.2.66), хотя может быть выбрана модель какого-либо компонента (например, какойлибо параметр транзистора) или – внешняя температура. Подменю (рис.7.2.59) дает возможность одновременного изменения всех выбранных параметров (помечено точкой (рис.7.2.67)) или поочередного – в каждом 449 цикле (рис.7.2.68)). ( Назначение кнопок в подменю (рис.7.2.59) (рис.7.2.6) достаточно очевидно (рис.7.2.69) — включение режима Stepping для всех выбранных типов параметров, (рис.7.2.70) — выключение режима Stepping, (рис.7.2.71) — пошаговое изменение значения выбранного компонента, (рис.7.2.72) — прекращения пошагового изменения значений выбранного компонента, (рис.7.2.73) — переход к изменению выбранного компонента в соответствии с алгоритмом: значение компонента изменяется через 25%, до максимального. Конкретные значения компонента указываются на соответствующей закладке, (рис.7.2.74) — выход из подменю (рис.7.2.59), (рис.7.2.75) — обращение к файлу помощи. Нажатие на кнопку (рис.7.2.76) в подменю (рис.7.2.59) подтверждает переход к режиму варьирования значения емкости конденсатора С8 при указанных условиях. Нажатием на пиктограмму (рис.7.2.77) запускаем режим анализа в частотной области. Для получения различимых АЧХ каскада используем электронную (рис.7.2.78) (Scale Mode), обводя курсором область интересующих значений колупу эффициента передачи (рис.7.16) Электронная лупа Рис.7.16 Для определения кривой, обладающей наилучшим приближением резонансной частоты к значению 465 кГц, активизируем пиктограмму (рис.7.2.57), что на семействе кривых выделяет серым цветом график, соответствующий наименьшему значению емкости С8= 194 пФ, одновременно указывая коэффициент усиления и частоту в точке макси450 (рис.7.2.79) (Go To Branch), позволяет цветом выдемума. Нажатие на пиктограмму лять на семействе кривую, соответствующую некоторому значению емкости С8. С помощью линейки прокрутки выбираем значение емкости конденсатора С8, например 198 пФ, и нажимаем на кнопку (рис.7.2.80). Этому значению емкости конденсатора С8 будет соответствовать кривая красного цвета и правым курсором, нажатием на пиктограмму (рис.7.2.57), (предварительно закрыв (рис.7.2.81) подменю (рис.7.2.82) ) можно определять ее максимальное значение. Уменьшая шаг варьирования можно обеспечить наилучшее приближение к точному значению 465 кГц (отличие может составлять не более 1 кГц). Аналогичный результат можно получить простым перебором значений емкости конденсатора С8 (не используя режим Stepping), выбирая график, соответствующий допустимому отклонению резонансной частоты от fпр = 465 кГц. Для окончательно выбранного значения емкости конденсатора С8 определите полосу пропускания ПрЧ в режиме усиления. Выйдя из режима Stepping (установив в подменю ку (рис.7.2.59) точку в рамке (рис.7.2.83) , нажмите кноп(рис.7.2.76) ) проведите моделирование ПрЧ в частотной области (рис.7.17) Рис.7.17 (рис.7.2.57) (Peak) определяем значение коэффициента С помощью пиктограммы усиления ПрЧ на частоте резонанса, а затем, используя встроенный калькулятор (рис.7.17), вычисляем коэффициент усиления на уровне 0,707. Нажатием на пиктограмму (рис.7.2.84) (Go To Y) переходим в подменю (рис.7.2.85) , в окне (рис.7.2.86) которого, указываем вычисленное значение. Поочередным на(рис.7.2.80) и (рис.7.2.87) перемещаем курсор жатием на кнопки на указанное значение коэффициента усиления. Значения коэффициента усиления на соответствующих частотах вместе с разницей (Delta) их значений указываются в двух строках под графиком. Величина полосы пропускания ПрЧ в режиме усиления для некоторого 451 значения емкости конденсатора С8 и параметров контура (рис.7.14) составляет примерно 33,6 кГц. Приложите к отчету распечатку принципиальной схемы ПрЧ с указанием величины емкости конденсатора С8, соответствующей наилучшему приближению, а так же распечатку АЧХ преобразователя частоты (график аналогичный рис.7.14) с указанием значения резонансной частоты и полосы пропускания. 4.2.4 Расчет малосигнальных входных параметров преобразователя Для определения малосигнального входного сопротивления преобразователя воспользуемся принципиальной схемой (рис.7.18) Рис.7.18 В цепь эмиттера транзистора преобразователя Q1 включен гетеродин вместе с цепью связи (конденсатор С2). Параметры источника гармонического сигнала (GG) приведены в подменю (рис.7.2.34) . Резистор R1 отражает внутреннее сопротивление источника ЭДС, конденсатор С2 является разделительным. Расчет входного сопротивления выполняется по известным значениям комплексной величины напряжения на входе преобразователя и базового тока транзистора Q1. Последовательно выполнив: Analysis → Dynamic AC… → Dynamic AC Limits, в подменю указываем форму представления комплексных значений токов и напряжений (рис.7.19) (рис.7.2.46) по внешнему виду и условиям анализа Подменю ничем не отличается от подменю (рис.7.2.46) . При активиро(рис.7.2.88) на экран выводятся малосигнальные значения комплексванной кнопке (рис.7.2.89) — токов в ветвях. Выводимые на экран ных напряжений в узлах, а при монитора величины могут представляться в показательной или алгебраической форме, что выбирается установкой меток рядом с соответствующей надписью в рамке (рис.7.2.90) . При этом модуль комплексной величины быть безразмерным или в децибелах. Измерения проводятся на частоте, соответствующей средней часто452 те принимаемого диапазона: f0 = 1 МГц. Значения, вычисленных и предварительно рассчитанных, входного сопротивления и емкости, для постоянного тока коллектора транзистора Q1 в рабочей точке Iк0 = 1 мА, приведите в таблице 1. Рис.7.19 Iк0, мА 1 2 Предварительный расчет Rвх Свх Таблица 1 Компьютерное моделирование Rвх Свх Заполненную таблицу приложите к отчету. 4.2.5 Настройка контура входной цепи на среднюю частоту Входная цепь, реализованная как одиночный колебательный контур, должна реализовывать три основные функции: обеспечивать требуемую избирательность по зеркальному каналу при максимально возможном, при допустимой неравномерности, значении коэффициента передачи. При этом контур входной цепи, перестраиваемый конденсатором переменной емкости или с помощью варикапов, одновременно и одинаково вместе с контуром гетеродина должен обеспечивать прием сигнала в заданном диапазоне частот. Отсутствие моделей отечественных варикапов, используемых в программе PSpice, как и зарубежных аналогов, не позволяют включать их в принципиальные схемы исследуемых устройств. В данной лабораторной работе (рис.7.20) роль варикапа (конденсатора переменной емкости) выполняет конденсатор С3. Параметры источника ЭДС гетеродина приведе(рис.7.2.34) . ны в подменю 453 Рис.7.20 Для частоты гетеродина f г = 1,465 МГц и промежуточной частоты fпр = 465 кГц обеспечим настройку контура ВЦ на частоту f с = 1 МГц, изменяя величину емкости конденсатора С3. Контур преобразователя частоты должен при этом быть настроен на промежуточную частоту выбором значения конденсатора С8 (с наилучшим приближением). Значения компонентов контура (С3, R3,L1) и антенны (R1), вместе с цепями связи: с антенной (С1) и с входом преобразователя (С5), вводятся обычным порядком, используя строку основных компонентов или команду Component окна схем. Для оценки коэффициента передачи ВЦ и влияния цепей связи, проводим анализ в частотной области, выполнив: Analysis → АС…→AC Analysis Limits → Run. Значение емкости конденсатора С3 выбирается включением некоторого значения (50…70) пФ с по(рис.7.2.59) для настройки на частоту f следующим использованием режима 1 МГц , аналогично настройке в резонанс контура ПрЧ. Можно использовать метод последовательного приближения, изменяя вручную значение емкости конденсатора С3, и добиваясь наибольшего значения коэффициента передачи ВЦ. Для значения емкости контура входной цепи С3 = 83 пФ и пределов анализа, указанных на рис. 7.21, получено семейство кривых: кривая А) отражает частотную зависимость цепи согласования с антенной с учетом свойств фильтра ВЦ, кривая В) отражает частотные свойства цепи связи с входом ПрЧ с учетом влияния фильтра. Результирующая характеристика АЧХ входной цепи позволяет определить резонансную частоту фильтра входной цепи, обеспечивающей наибольший коэффициент передачи, значение коэффициента передачи, полосу пропускания и подавление зеркального канала. с= 454 Рис.7.21 Распечатку АЧХ приложите к отчету. Рассчитанные величины внесите в таблицу 2 Таблица 2 Iк0, мА 1 2 fс, МГц С3, пФ Квц П0,7 Se зк,дБ Uн, мВ С1 (или) С5 0,5265 1 1,6065 0,5265 1 1,6065 4.2.6 Частотные свойства исследуемой схемы Для входного воздействия, определяемого параметрами генератора GS (рис.7.22) и источника напряжения гетеродина (рис.7.18) рассчитаем спектр сигнала на нагрузке ПрЧ. Рис.7.22 455 Спектр тока коллектора транзистора и напряжения на нагрузке ПрЧ определяются при проведении анализа схемы во временной области для заданных уровней и частот напряжений сигнала и гетеродина. Переход в режим анализа осуществляется последовательным выполнением команд Analysis → Transient… → Transient Analysis Limits → Run. Значения пределов анализа и исходные условия, вид кривых, выводимых на экран мони(рис.7.3.1) (рис.7.24). тора, описаны в подменю Рис.7.23 Кнопки на верхней строке означают: (рис.7.3.2) -добавление строки, в перечень выводимых на экран монитора, содержание которой определяется положением курсора перед нажатием кнопки, (рис.7.3.3) — удаление строки, выводимых на экран монитора результатов, номер которой определяется положением курсора перед нажатием кнопки, (рис.7.3.4) — ввод дополнительной информации в окно, определяемое положением курсора, (рис.7.2.55) — подменю, реализующее пошаговое изменение параметров компонентов принципиальной схемы по закону, определяемому свойствами подменю (рис.7.3.5) — подменю “свойства” описывающее возможности, предоставляемые МС9 при анализе во временной области (изменение перечня выводимых кривых, цвета, расчет спектральных характеристик любой из выводимых зависимостей и др.) (рис.7.3.6) — файл помощи. Окно 456 (рис.7.3.7) определяет пределы временного анализа; задается в формате: верхняя граница, нижняя границ, шаг разбиения всего интервала анализа (можно задавать только верхний предел, что означает наличие только верхней границы анализа, например, t = 1 мсек, с нижней границей t =0), (рис.7.3.8) — максимальный шаг разбиения заданного интервала анализа. Система МС9 выбирает наибольший интервал интегрирования, ограниченный лишь точностью, составляющей по умолчанию 0,01 на каждом интервале, (рис.7.3.9) — число точек выводимых на печать (вместо изображения кривой на экране монитора) при активизации пиктограммы щей строке, (рис.7.3.10) в соответствую- (рис.7.3.11) — указывается температура, при которой проводится анализ, или список температур, или закон ее изменения, (рис.7.3.12) — указывает число повторений вывода на экран монитора результатов расчета, ранее сохраненных, при выборе в окне (рис.7.3.13) (варианты расчета) с помощью линейки прокрутки опции Retrieve (восстановление) (рис.7.3.14) — выбор с помощью линейки прокрутки способа представления результатов анализа (рис.7.3.15) Normal – обычный, когда результаты расчета выводятся на экран монитора без сохранения их на диске, Save – сохранение, результаты не выводятся на экран, а записываются на диске, Retrieve – восстановление, когда результаты расчета, записанные ранее на диске выводятся на экран, как полученные при моделировании, (рис.7.3.16) — начальные значения переменных, используемых при моделировании, (рис.7.3.17) выбор строки предполагает использование в качестве начальных значений переменных (рис.7.3.18) — нулевые (наиболее часто используемый вариант), (рис.7.3.19) — считывать ранее записанные значения, (рис.7.3.20) — однократно использовать текущие значения, (рис.7.3.21) — расчет проводится количество раз, указанное в строке (рис.7.3.22) . В качестве начальных значений используются, рассчитанные по постоянному току, перед первым анализом во временной области. (рис.7.3.23) — расчет режимов АЭ в рабочей точке по постоянному току, (рис.7.3.24) — проводится только расчет по постоянному току (если помечается), (рис.7.3.25) — автоматический выбор пределов для результатов, представляемых на 457 экране монитора (если помечена строка), (рис.7.3.26) — накапливает результаты моделирования (кривые, графики) редактируемой схемы (если помечена строка). Результаты моделирования могут быть представлены на одной или нескольких страницах (рис.7.3.27) , если есть указание в этой колонке. (рис.7.3.28) — указывает номер рисунков, которые могут быть помещены в одну систему координат при совпадении номера. Пределы представления кривых выбираются из числа наибольших, для выводимых зависимостей. (рис.7.3.29) — выражение или обозначение переменной по оси абсцисс, (рис.7.3.30) — выражение или обозначение выводимой переменной по оси ординат, (рис.7.3.31) — пределы изменения аргумента на экране монитора по оси абсцисс, (рис.7.3.32) — пределы изменения функции на экране монитора по оси ординат. (рис.7.3.33) в каждой строке результатов позвоКрайние слева пиктограммы ляют выбирать способ изменения аргумента и функции в каждой системе координат, например, линейный по оси абсцисс и линейный по оси ординат. Нажатие на пиктограмму (рис.7.3.34) предоставляют возможность выбора цвета кривой, выводимой на экран. Результатом анализа является спектр, вычисленный на нагрузке ПрЧ и спектр тока транзистора Q1. Амплитуду напряжения на нагрузке Uн (рис.7.23) внесите в таблицу 2. Повторите вычисления для нижней и верхней частоты диапазона принимаемых частот при неизменном значении тока Iк0 = 1 мА и воздействующих сигналов. Распечатки АЧХ входной цепи, соответствующие различным принимаемым частотам (аналог рис.7.21) приложите к отчету. Результаты вычислений внесите в таблицу 2. 4.2.7 Влияние параметров цепей, подключаемых к ВЦ, на ее свойства 1. Влияние параметров антенны. Для значения емкости С1, соответствующего максимальной емкости антенны, повторить моделирование и результаты внести в таблицу 2. 2. Влияние емкости связи входной цепи с преобразователем частоты (Ссв вх = С5) Повторите моделирование, выбрав значение емкости связи со входом ПрЧ С5 = 1400 пФ. Результаты внесите в таблицу 2. 3. Влияние входного сопротивления ПрЧ на свойства ВЦ. Установите режим работы транзистора ПрЧ по постоянному току, изменив значения резисторов R5, R6, R9 (рис.7.24), и, обладающий рабочей точкой, со значениями Iк0 ≅ 2 мА, Uкэ0 ≅ 3,6 В (рис.7.25). Из рис.7.24 видно, что отсутствие на рис.7.25 эквивалента антенны и гетеродина с цепями связи, не влияет на режим транзистора по постоянному току. 458 Рис.7.24 а) 459 б) Рис.7.25 Для выбранного режима повторите вычисления, проделанные в п.п.4.2.4, 4.25, и результаты занесите в таблицу 2. Примечание: Замена любого из указанных компонентов при выполнении каждого из заданий (конкретное задание студенту определяется преподавателем) п. 4.2.7 изменяет резонансную частоту контура входной цепи, что требует ее подстройки (конденсатор контура входной цепи С3). 5 Содержание отчета Отчет должен включать в себя: • Наименование и цель работы. • Принципиальную схему входной цепи, содержащую значения конденсатора С8 и С3, для частоты принимаемых сигналов f min, f0, f max. • Заполненные таблицы 1 и 2. • Результаты исследования влияния входа ПрЧ на свойства входной цепи (или емкости антенны, или емкости связи с ПрЧ – по заданию преподавателя). • Краткие выводы 6 Контрольные вопросы 1. Поясните назначение входных цепей радиоприемника. 2. Перечислите основные характеристики входных цепей. 3. Какие особенности имеет реализация входных цепей диапазонных приемников? 4. Какими достоинствами обладает внешенемкостная связь с антенной? 5. В каких случаях целесообразно применять внешенемкостную связь с антенной? 6. Влияет ли выбор связи с антенной на способ связи с первым каскадом РПрУ? 7. Какая связь применяется при работе с настроенной антенны? 460 8. Изобразите схему трансформаторной (автотрансформаторной) связи с антенной. 9. Что такое «режим удлинения» антенны и когда он применяется? 10. Когда применяется режим согласования с антенной? 11. Что включает в себя понятие «оптимальное рассогласование»? 12. Возможен ли прием в диапазоне частот при работе с настроенной антенной? 7 Краткие теоретические сведения 7.1 Входная цепь, характеристики и способы связи с внешними узлами Входной цепью (ВЦ) называют часть схемы приемника между точками подключения антенны и точками подключения первого усилительного (УП) или преобразовательного прибора (ПП). Если усилительные или преобразовательные приборы входят в состав интегральной микросхемы (ИМС), то ВЦ включена между точками подключения антенны и входом ИМС. Основное назначение входной цепи – наиболее эффективная передача мощности полезного сигнала на вход первого УП. В общем случае ВЦ можно рассматривать как фильтр (Ф), обеспечивающий выделение некоторой полосы частот, содержащей полезный сигнал, с цепями связи с антенной (ЦСА) и первым (ЦСвх) УП (рис.7.26) с коэффициентами передачи Кф, КЦСА и КЦСвх, соответственно . Рис.7.26 Учитывая, что свойства входной цепи определяются соединением линейных компонентов (R,L,C), то для нее справедлив принцип суперпозиции и коэффициент передачи входной цепи К ВЦ = К ЦСА ⋅ КФ ⋅ К ЦСвх (7.1) Входные цепи классифицируют по ряду признаков: • по числу избирательных элементов – одноконтурные, двухконтурные и многоконтурные, когда контуры настроены на частоту принимаемого сигнала, • по способу настройки – с плавной или ступенчатой перестройкой, • по способу связи с антенной – с непосредственной связью (рис.7.28а) и сложной связью. В настоящее время в радиовещательных приемниках с перестраиваемой входной цепью чаще всего используется одноконтурная входная цепь. К преимуществам такой цепи следует отнести простоту конструкции и возможность обеспечения более высокой чувствительности приемника. Многоконтурная ВЦ обладает, как правило, большими потерями сигнала, что уменьшает уровень сигнала на входе первого УП. Применение многоконтурной ВЦ в сочетании с ненастроенной антенной и работе в диапазоне частот делает практически непредсказуемым характер изменения АЧХ входной цепи при перестройке по диапазону. Одновременно, одноконтурная ВЦ позволяет проще реализовать постоянство резонансного коэффициента передачи в диапазоне принимаемых частот в сочетании с простотой перестройки приемника. Многоконтурные ВЦ обеспечивают резонансную ха461 рактеристику по форме близкую к прямоугольной, что снижает линейные искажения полезного сигнала и высокую степень подавления мешающих сигналов. Такие ВЦ находят широкое применение при работе на фиксированной частоте и системах сотовой связи. В приемниках систем транкинговой связи во входных цепях чаще используют двухконтурные фильтры. В диапазонных радиовещательных- и приемниках профессиональной связи плавная настройка на принимаемый сигнал осуществляется изменением индуктивности (ферровариометр) или емкости (конденсатор переменной емкости, варикапная матрица) фильтра входной цепи. При широком диапазоне частот (например, коротких длин волн) или высоких требованиях к равномерности коэффициента передачи ВЦ применяется разбиение на поддиапазоны. На растянутых поддиапазонах обеспечивается плавная настройка на принимаемый сигнал, облегчается сопряжение контуров преселектора и гетеродина, снижаются требования на характеристики перестраиваемых конденсаторов. Смена поддиапазонов осуществляется переключением того параметра контура (L или C), который остается постоянным при плавной перестройке. Цепи связи в зависимости от типа антенны, технических требований на параметры приемника могут обладать очень простой (соединительный провод) или достаточно сложной конструкцией. Для сложных схем ВЦ применяют различные виды связи с антенной: — непосредственная (рис.7.27а) — внешнеемкостная (рис.7.27б), — трансформаторная (рис.7.28а), — автотрансформаторная (рис.7.28б), — комбинированная (рис.7.28а, дополненный емкостью связи СсвА, штриховое изображение, между L свА и L к). По характеру используемой антенны различают входные цепи, работающие с настроенной (рис.7.28б) и ненастроенной антенной (рис.7.27, 7.28а). а) б) Рис.7.27 Непосредственная связь входной цепи с антенной (рис.7.27а) является простейшим способом связи. Вследствие сильного влияния параметров антенны при изменении ее конфигурации, пространственного положения относительно земли параметры антенны вносят существенные изменения в характеристики ВЦ, что обусловило её редкое применение. В области умеренно высоких частот (примерно до 150 МГц) для радиовещательных и других типов приемников, использующих ненастроенные антенны, наиболее простой в конструктивном исполнении является внешнеемкостная связь (рис.7.27б). При достаточно слабой связи с антенной (С св А ≤ 10 ÷ 40 пФ) можно обеспечить малое влияние антенны на контур и одновременно, постоянство характеристик ВЦ при работе с различными антеннами. Однако при этом уменьшается коэффициент передачи ВЦ, а, следовательно, сни462 жается чувствительность приемника. Другим недостатком является значительное непостоянство коэффициента передачи в диапазоне рабочих частот. а) б) Рис.7.28 Наиболее распространенным способом связи с антенной является индуктивная (трансформаторная) связь (рис.7.28а). При достаточно слабой связи между катушками L свА и L к можно получить практически одинаковый коэффициент передачи по диапазону рабочих частот. Это обеспечивается выбором параметров антенны и цепи связи. Схема комбинированной связи с антенной (рис.7.28а с подключенным конденсатором С свА) позволяет обеспечить достаточно высокое и практически постоянное значение величины коэффициента передачи входной цепи во всем диапазоне рабочих частот. Недостатком такой схемы является ухудшение избирательности по зеркальному каналу, по сравнению со схемой трансформаторной связи. Этот эффект ослабляется при неполном включении УП к контуру ВЦ применением емкостного делителя, автотрансформаторной или с помощью трансформаторной связи. При работе с настроенными антеннами (рис.7.28б) величину связи выбирают из условия передачи мощности максимальной из антенны к нагрузке — входу первого каскада. Параметры настроенной антенны мало изменяются в процессе эксплуатации, что позволяет применять сильную связь контура с антенной. Это обеспечивает наибольший коэффициент передачи входной цепи при условии согласования ВЦ с антенной. Выполнение условия согласования реализует режим бегущей волны в фидере, соединяющем антенну и ВЦ, и применяется при профессиональном приеме на магистральных линиях в КВ диапазоне, в метровом диапазоне (УКВ радио- и телевизионное вещание). Автотрансформаторная связь применяется на частотах до 350 МГц при сильной связи с антенной. Применение трансформаторной связи ограничено диапазоном частот 150 МГц, что обусловлено трудностью выполнения противоречивых условий: обеспечение сильной связи между катушкой контура и связи при малых значениях величины индуктивностей на верхних частотах. Приемную антенну, являющуюся преобразователем электромагнитного поля в ЭДС, можно представить в виде генератора ЭДС (рис.7.29а) или тока (рис.7.29б). Форма представления определяется в основном свойствами источника сигнала – величиной его внутреннего сопротивления. а) б) Рис.7.29 463 Внутреннее сопротивление генератора ЭДС Z А в общем случае содержит активную и реактивную составляющие: Z А = RА + j XА . (7.2) Ненастроенная антенна представляет собой цепь с распределенными параметрами, сопротивление которой зависит сложным образом от частоты. Электродвижущая сила (Е А), создаваемая генератором, определяется напряженностью электрической составляющей поля сигнала ( ξ с) в месте приема и действующей высотой антенны (hд): Е А= ξ с hд. Параметры эквивалентного источника тока (рис.7.29б) определяются соотношением I A = E A / Z A = E AY A , (7.3) где Y A = 1 / Z = G A + jBA — комплексная проводимость антенны, а G A = R A / | Z A |2 ; B A = − X / | Z A |2 (7.4) - активная и реактивная составляющие проводимости антенны, соответственно. В зависимости от диапазона принимаемых частот, конструкции реальной антенны ее эквивалентная схема может быть упрощена. Так для суррогатной внешней антенны, когда ее физические размеры невелики по сравнению с длиной волны, схема замещения антенны может быть представлена последовательным соединением компонентов: индуктивности LA, емкости CA и активного сопротивления RA (рис.7.30а) а) б) в) г) Рис.7.30 В диапазоне длинных и средних длин волн схему замещения можно упростить ( ωLA << 1 / ωC A , рис.7.30б), учитывая только сопротивление антенны RA и распределенную емкость СА. В диапазоне коротких волн в зависимости от конструкции реактивность в схеме замещения может иметь как емкостной, так и индуктивный характер (рис.7.30б, 7.30г). Телескопическая (штыревая) антенна, обладающая небольшой физической длиной и широко применяемая в современных переносных и автомобильных приемниках, обладает эквивалентной схемой (рис.7.30б). В диапазоне метровых и более коротких длин волн обычно применяется антенна, настроенная на среднюю частоту принимаемого диапазона ( jωLA = 1 / jωC A ), и схема замещения вырождается, принимая вид (рис.7.30в). Если антенна, обладающая сопротивлением RA, согласована с фидером с волновым сопротивлением ρА (настроенная антенна), то антенна присоединяется к фидеру непосредственно, в других случаях – через согласующий трансформатор. Ферритовая антенна конструктивно выполняется в виде катушки, намотанной на ферритовый стержень, обладает значительной индуктивностью (распределенной емкостью антенны можно пренебречь) и схема замещения принимает вид (рис.7.30г). Такая антенна является разновидностью магнитной антенны и, практически не реагирует на электрическую составляющую электромагнитного поля, обладает пространственной избирательностью и малыми физическими размерами, что обусловило ее широкое применение в переносных и высококачественных стационарных приемниках как встроенной антенны. Основными техническими характеристиками входных цепей являются: 1. Коэффициент передачи по напряжению, представляющий собой модуль отношения напряжения на входе первого каскада U& вх к ЭДС в антенне Е& А K& ВЦ = U& ВХ / E A = К ехр(− jϕ ) (7.5) 464 При неизменной настройке ВЦ величина К& ВЦ достигает максимума К& 0 ВЦ при изменении частоты принимаемого сигнала на резонансной частоте f0. 2. Полоса пропускания — ширина области частот с допустимой неравномерностью коэффициента передачи. 3. Избирательность, определяющая уменьшение коэффициента передачи ВЦ при заданной расстройке К& ВЦ по отношению к коэффициенту передачи на резонансной частоте К& 0 ВЦ Se = K 0 ВЦ / К& ВЦ (7.6) Входная цепь или преселектор, включающий в себя входную цепь и один – два каскада усилителей радиочастоты, обеспечивает требуемую (по техническим условиям) величину подавления зеркального канала и канала прямого прохождения и осуществляет предварительное выделение полезного сигнала. 4. Перекрытие заданного диапазона частот. При заданном диапазоне частот f min ÷ f max , входная цепь должна обеспечивать возможность настройки на любую частоту внутри заданного диапазона. Отношение максимальной частоты настройки f0max к минимальной f0min называют коэффициентом перекрытия диапазона k d = f 0 max / f 0 min (7.7) 5. Постоянство показателей входной цепи при изменении параметров антенны и усилительного прибора. Для случая ненастроенной антенны на характеристики фильтра ВЦ оказывают влияние активные и реактивные параметры, вносимые со стороны антенны (RA, ХА) и УП первого каскада. При этом параметры антенны могут варьироваться в значительных переделах, и заранее не известны. Это вызывает изменение резонансной частоты фильтра, его полосы пропускания, селективности и др. Для снижения влияния на параметры входной цепи внешних узлов (антенны, УП) выбирают достаточно слабую связь между ними. Для настроенной антенны, и режима согласования антенны со входом первого каскада, на параметры ВЦ оказывают влияние только свойства УП. В этом случае во входную цепь не вносится расстройка, обусловленная влиянием антенны, и величину связи между входной цепью и настроенной антенной выбирают из условия получения наибольшей мощности сигнала на входе первого каскада. Связь, при которой обеспечивается это условие, называют оптимальной. 7.2 Входная цепь с внешнеемкостной связью при ненастроенной антенне На принципиальной схеме входной цепи с внешнеемкостной связью (рис.7.27б) параметры антенны включены параллельно контуру через конденсатор небольшой емкости СсвА, и поэтому их влияние на настройку может быть снижено до допустимой величины. Введенный в схему подстроечный конденсатор Сп служит для регулировки начальной емкости контура, делая ее равной для всех контуров приемника, настраиваемых на частоту сигнала. Применение варикапной матрицы в качестве конденсатора переменной емкости (рис.7.31а) начальную настройку контуров выполняет подстроечный конденсатор Сп, вместе с резистором Rд. Варикапы — диоды, у которых рабочая тока находится на обратной ветви ВАХ, являются конденсаторами, величина емкости которых определяется управляющим напряжением Uупр. Очень малая величина тока запертого диода позволяет включать варикапную матрицу (две группы обычно из трех диодов, включенных встречно) параллельно компонентам контура, практически без уменьшения его добротности. Поскольку обратные токи диодов очень малы, но по величине конечны, в контуре должны быть обеспечены пути для протекания постоянных токов для каждой группы диодов. Для обеспечения протекания постоянного тока через VD1 в контур включается резистор Rв, величина которого зна- 465 чительно больше сопротивления контура на резонансной частоте Roe. Резистор Rв, обеспечивающий протекание постоянных токов варикапов не должен оказывать заметное влияние на параметры контура, изменяя его полосу пропускания, нагруженную добротность и др. Разделительный конденсатор Ср исключает протекание управляющего тока диодов через цепи питания транзистора и наоборот. а) б) Рис.7.31 Эквивалентная схема ненастроенной, например, телескопической (штыревой) антенны схема до частоты 180 МГц может быть представлена последовательным соединением RA, CA (рис.7.30б). Тогда эквивалентная схема входной цепи при внешнеемкостной связи с антенной можно представить (рис.7.31б). Первый каскад будем считать реализованным на полевом транзисторе (g вх = 0, n =1). Определим коэффициент включения антенны в входную цепь m. Проведя опыт короткого замыкания, зажимов 1-1 получим ЕА (7.8) I 11кз = 1 RA + jωC A при коротком замыкании зажимов 2-2 ЕА (7.9) I 22 кз = RA + jωC ′A где C АCcвА C ′A = (7.10) C А + CcвА Тогда коэффициент трансформации I С + СсвА 1 + jωC ′A RA (7.11) m = 11кз = А I 22к2 1 + jωC A R СсвА При работе на сравнительно низких частотах, когда можно считать ωC A RA << 1 и ω C ′A R A << 1 C + CcвА m= А СсвА (7.12) 466 При слабой связи с антенной, что обычно применяется для уменьшения влияния изменяющихся параметров антенны на контур входной цепи C (7.13) m≈ A CсвА Эквивалентную схему входной цепи (рис.7.31), можно, используя принцип дуальности, представить (рис.7.32) а) б) Рис.7.32 где U A – напряжение, создаваемое антенной, U – напряжение на контуре, I A = E A / Z A = E A (G A + jBA ) , (7.14) Используя определение, что коэффициент включения антенной цепи во ВЦ m = UA (7.15) U Упростим вид эквивалентной схемы (рис.7.32б), пересчитав параметры антенны во входную цепь I G B (7.16) I ′A = A2 , G′A = A2 , B′A = A m m m2 Параметры нагрузки (входные параметры первого каскада, реализованного, например, на биполярном транзисторе) при автотрансформаторном подключении ее к контуру ВЦ с коэффициентом включения n Gн′ = Gн ⋅ n 2 , Bн′ = Bн ⋅ n 2 Напряжение на эквивалентном контуре I&′ I& U& = A = A Y э mY э Напряжение на входе первого каскада U&n I A nI A n I A Rэ , U вх = nU& = = = mY э mGэ (1 + jξ ) m(1 + jξ ) где ξ = (7.17) (7.18) (7.19) ω ω0 − - относительная расстройка контура ВЦ, а ω0 - его резонансная частота. ω0 ω Комплексный коэффициент передачи входной цепи U& nI A (7.20) K вц = вх = E& A mGэ (1 + jξ ) I A Z A Модуль коэффициента передачи входной цепи на частоте сигнала (ξ = 0) nRэ n n K 0 вц = = = (7.21) m | Z A0 | m | Z A0 | Gэ m | Z | (G + G A + n 2G ) 0 A0 вх 2 m где m — коэффициент включения активной составляющей проводимости антенны GA в контур ВЦ, n — коэффициент включения активной составляющей входной проводимо467 сти G вх первого каскада в контур, G0 — собственная проводимость контура на резонанс- ной частоте, | Z A0 |= R 2 A0 + X 2 A0 , RА0 , XA0 – величина активной и реактивной составляющих сопротивления антенны на частоте входного сигнала. Применение в качестве активного элемента первого каскада полевого транзистора (n = 1, Gвх = 0 – влияют только антенна и фильтр), и условии, что сопротивление потерь ан1 тенны мало (RA << ω0C A , | Z A0 |= ) и с учетом (7.12), коэффициент передачи входω0 C A ной цепи (7.21) будет C Q (7.22) K AФ = свА к = К ЦСА ⋅ КФ Ск0 1 1 ωС к 0 где G0 = = = , Ск0 – емкость контура ВЦ на резонансной частоте (частоте Rое ρQк Qк сигнала), Qк – конструктивная (ненагруженная) добротность контура ВЦ, ρ = ω0L = 1/ω0Cк0 — характеристическое сопротивление ненагруженного контура. Выражение (7.22) соответствует эквивалентной схеме (рис.7.32а) и учитывает только свойства цепи связи антенны и фильтра (ЦСА, Ф, рис.7.26) без учета свойств цепи связи с нагрузкой (ЦСвх, рис.7.26) и параметров нагрузки. Поскольку конструктивную добротность контура ВЦ при настройке емкостью можно считать постоянной, то коэффициент передачи входной цепи с емкостной связью с антенной увеличивается с уменьшением емкости Cк0. То есть с ростом частоты принимаемого сигнала коэффициент передачи возрастает. При слабой связи такая зависимость сохраняется до тех пор, пока эквивалентная добротность контура не станет уменьшаться за счет роста активной проводимости, вносимой из антенны. Значение индуктивности, вычисленное, через Cк0 = 1/ω20 L, позволяет записать (7.22) K АФ = ω 2 0 LCсвА Q к , (7.23) т.е. коэффициент передачи растет пропорционально квадрату частоты сигнала. Неравномерность коэффициента передачи будет равна квадрату коэффициента перекрытия диапазона К ω 20 (7.24) σ = АФ max = 2 max = k 2 d К АФ min ω 0 min Для обеспечения постоянства коэффициента передачи входной цепи в рабочем диапазоне частот, выберем внутриемкостной способ связи с входом первого каскада (рис.7.33). Рис.7.33 Если не учитывать входные параметры первого каскада (Свх и Gвх), то напряжение Uвх , определяемое напряжением на контуре U 468 1 U U jω0 Cсввх = 2 = 2 , (7.25) U вх = 1 ω ω 0 0 LCсввх − 1 j(ω0 L ) − 1 ω0Cсввх ω 2 св 2 где ω св = 1/LC сввх — резонансная частота контура, состоящего из L и Ссввх. Тогда модуль коэффициента передачи цепи связи со входом УП на частоте входного сигнала U К ЦСвх = U вх 1 C к0 = = LC U сввх − 1 C сввх − C к0 LC к0 (7.26) Модуль коэффициента связи входной цепи при внешнеемкостной связи с антенной и внутриемкостной связи с первым каскадом на частоте сигнала с учетом (7.1), (7.23) и (7.26) Cк0 CcвАQк C ω 2 0 LCcвАQк = = 2 , (7.27) K вц = cвА Qк ⋅ Cсввх − Cк0 C − 1 Cк 0 ω 0 LCсввх − 1 сввх 2 ω 0L где Cк0 = 1/ω20 L. Для уменьшения влияния наиболее нестабильного компонента – входного сопротивления УП (наряду с параметрами антенны), будем выбирать емкость связи с входом УП слабой (большое значение емкости Ссввх), тогда (7.27) с учетом (7.25) примет вид ω 2 0 LCcвАQк ω 2 0 LCcвАQк = K вц = 2 (7.28) ω 20 ω 0 LCсввх − 1 − 1 2 ω cв Так как ω2 св << ω20, то в (7.28) можно пренебречь единицей и тогда (7.29) K вц ≅ ω 2 св LCсвАQк ≈ const 2 Постоянство коэффициента передачи обусловлено тем, что ω св = 1/LC сввх определяется постоянными ( в первом приближении) параметрами контура и цепи связи с первым каскадом. Выбор внешнеемкостной- с антенной и внутриемкостной связи с первым УП, обладающих противоположными законами изменения коэффициента передачи от частоты, позволило обеспечить постоянство полосы пропускания фильтра ВЦ, постоянство подавления зеркального канала и величины чувствительности в полосе рабочих частот вместе с простотой технической реализации. Основной недостаток рассмотренного способа связи с антенной и первым УП – относительно низкий коэффициент передачи, что ограничивает его применение областью сравнительно низких частот (диапазоны ДВ, СВ). Принцип выбора способа связи с антенной и первым каскадом, реализующий противоположный характер изменения коэффициентов передачи цепей связи с фильтром ВЦ от частоты, является определяющим и при других конфигурациях входных цепей. Так при широко используемой трансформаторной связи с антенной (рис.7.28а) параметры цепи связи с антенной должны обеспечивать режим «удлинения антенны». В этом случае резонансная частота антенны, обусловленная параметрами антенны вместе цепью связи, должна быть ниже минимальной частоты рабочего диапазона. Таким образом, цепь связи с антенной (L свА) совместно с параметрами контура, нагруженного входным сопротивлением первого УП, обеспечивает уменьшение напряжения на контуре ВЦ, создаваемого антенной, при увеличении частоты входного сигнала. Одновременно, цепь связи со входом (Lсв вх) вместе с входной емкостью каскада должны создавать колебательный контур с резонансной частотой выше частоты зеркального канала (при верхней настройке гетеродина). Это обеспечивает нарастающий характер коэффициента передачи КЦСвх с увеличе- 469 нием частоты принимаемого сигнала. Результирующий коэффициент передачи входной цепи КВЦ в этом случае остается практически неизменным в рабочем диапазоне частот. Еще более высокую степень постоянства коэффициента передачи ВЦ обеспечивает комбинированная связь с антенной, создаваемая включением дополнительного конденсатора СсвА (рис.7.28а). 8 Литература 1. Радиоприемные устройства: Учебник для вузов/ Н.Н.Фомин, Н.Н.Буга, О.В.Головин и др.; Под ред. Н.Н. Фомина. – М.: Горячая линия -Телеком, 2007. – 520 с. 2. Амелин М.А., Амелина С.А. Программа схемотехнического моделирования MicroCap8. — М.: Горячая линия -Телеком, 2007. – 464 с. 3. Фриск В. В., Логвинов В. В. Основы теории цепей, основы схемотехники, радиоприемные устройства. Лабораторный практикум на персональном компьютере. – М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2008. – 608 с. 4. Разевиг В.Д. Применение программ P-CAD и PSpiсe для схемотехнического моделирования на ПЭВМ, в 4-х вып. М.: Радио и связь, 1992. 5. Петухов В.М. Маломощные транзисторы и их зарубежные аналоги. Справочник Т.1. – М.: КуБК-а, 1997. — 669 с. Приложение: Диапазон рабочих частот: fmin = 526,5 … fmax= 1606,5 кГц (ГОСТ5651-89, Аппаратура радиоприемная бытовая). Параметры контура входной цепи: сопротивление ненагруженного контура на резонансной частоте R ое = 100 кОм, dк = 0,01 и нагруженного контура dэ = 0,04. Параметры транзистора КТ316В (в режиме преобразователя): R вх = 3 кОм, С вх = 8 пФ, для рабочей точки: I к0 = 1 мА, Uкэ0 = 3,6 В. Параметры антенны: RА = 500 Ом, САmin = 7,5 пФ, САmax = 200 пФ Параметры контура в коллекторной цепи транзистора: R ое = 51 кОм, резонансная частота fp= 465 кГц, m = 0,8, n = 0,15. Конденсатор переменной емкости: двухсекционный с твердым диэлектриком КПЕ-2 Ск min = 4 пФ и Ск max =220 пФ. Емкость монтажа СМ = 5 ± 7 пФ Пример расчета параметров входной цепи при внешнеемкостной связи с антенной и внутриемкостной связи с первым каскадом. 1. Расчет коэффициента перестройки по диапазону kd = fmax/ fmin = 1606,5/526,5 = 3,05 2. Выбор конденсатора переменной емкости из условия: kc > k2d Выбираем двухсекционный блок конденсаторов с твердым диэлектриком КТПМ с Ск min = 4 пФ и Ск max =220 пФ, kc= 55. Условие kc > k2d – выполнено. 3. Вычисляем максимально допустимую емкость входной цепи: Ccx = (Cк max − k 2 d Cк min ) /(k 2 d − 1) = (220 – 9,3•4)/(9,3 – 1) = 22 пФ. 4. Вычисляем индуктивность контура по формуле: L = 2,53 ⋅10 4 (k 2 d − 1) / f 2 max (Cк max − Cк min ) = 2,53•104(3,052 -1)/ 1,6062(220 -4) = 377 мкГн; fmax подставляется в МГц, Ск max, Ск min – в пФ, индуктивность — в мкГн. 5. Вычисляем наибольшее значение емкости связи с антенной СсвА , при которой разброс емкости антенны вызывает допустимую расстройку входного контура, полагая, что она равна расстройке , обусловленной емкости входа первого каскада. 470 CсвА ≤ С А min 2d э (Ск min + Cсх ) /(C A max − C A min ) = 7,5√2•0,04(4 +22)/(200 – 7,5) = 0,8 пФ. Выбираем емкость связи с антенной СсвА = 1 пФ. 6. Рассчитываем на верхней частоте принимаемого диапазона fmax= 1606,5 кГц коэффициент включения контура ко входу первого каскада (ПрЧ) R Rвх CсвА n зк = (d э − d к − ( )2 A ) = ρ Cсх + CсвА + Cк min ρ 3000 1 ⋅10 −12 500 (0,04 − 0,01 − ( )2 ) 6 −6 −12 6,28 ⋅1,6065 ⋅10 ⋅ 377 ⋅10 22 ⋅10 + 1 ⋅10 −12 + 4 ⋅10 −12 6,28 ⋅1,6065 ⋅106 ⋅ 377 ⋅10 −6 =0,06 7. Вычисляем емкость связи с входом преобразователя Cсв вх ≥ ((Ск min + Cм )(1 − n 2 зк ) − Свх n 2 зк ) / nзк = ((4 + 5)•10-12(1-0,062) — 8·1012 2 ·0,06 )/0,062 = 2483 пФ. 8. Вычисляем емкость подстроечного конденсатора Сп 0,8(2483 + 8) С (С + Свх ) − 0,06 2 ⋅ 8 = 16,2 пФ Cп = Ссх − СМ − свА сввх − n 2 зк Свх = 22 – 5 — + + 4 2483 8 Ск min + Cсввх + Свх (Если при вычислении величины подстроечного конденсатора оказывается Сп <0, то следует уменьшить СсвА или nзк ). 9. Вычисляем коэффициент включения входного каскада в контур ВЦ с учетом возможных изменений СсвА или nзк для значения емкости переменного конденсатора на средней частоте Ск ср = 100 пФ. nвх = (Ск + Сп + СМ ) /(Ск + Сп + СМ + Ссввх + Свх ) = (100 +16,2+ 5) /(100+16,2+5+2483+8) = 0,05 10. Определяем модуль коэффициента передачи входной цепи на резонансной частоте вблизи середины принимаемого диапазона (f0 = 1 МГц) K 0 ВЦ = 39,5 f 2 0 LCсвА nвх / d э = 39,5 ·10002·106377·10-6·1·10-12·0,05/0,04 =0,02 Рассчитанные параметры компонентов входной цепи при условии работы первого каскада в режиме преобразования частоты являются ориентировочными и служат для первичной сборки принципиальной схемы. Дальнейшее уточнение величин компонентов ВЦ и коэффициентов включения проводится путем вариации их значений для оптимизации характеристик входной цепи (полоса пропускания, неравномерность АЧХ в диапазоне рабочих частот, подавление зеркального канала и др.). 471 Лабораторная работа № 8 ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ЧАСТОТЫ НА ЯЧЕЙКЕ ГИЛЬБЕРТА 1 Цель работы Освоить принципы построения аналоговых перемножителей сигналов (АПС) на основе интегральных микросхем, исследовать их свойства при использовании в качестве преобразователя частоты входного сигнала в радиоприемных устройствах. 2 Задание 2.1 Задание для самостоятельной подготовки Изучить основные положения курса «Радиоприемные устройства» стр.131 — 141 [1], стр.5 – 32 [3], стр.248 – 257 [5], стр. 64 – 88 [9] и приложение к лабораторной работе о способах построения аналоговых перемножителей сигналов на основе диффренциальных каскадов и письменно ответить на контрольные вопросы. Для схемы аналогового перемножителя сигналов (рис.8.39) рассчитать амплитуду выходного напряжения для параметров преобразователя и входных воздействий, приведенных в приложении. 2.2 Экспериментальная часть 2.2.1 Обеспечить режимы работы транзисторов перемножителя, параметры источников сигналов и колебательного контура, подключаемых ко входам перемножителя, в соответствии с заданием (п.4.1). 2.2.2 Обеспечить настройку резонансного контура в нагрузке ПрЧ. 2.2.3 Исследовать временные характеристики и спектр сигнала на выходе преобразователя частоты. 2.2.4 Рассчитать амплитудную характеристику преобразователя частоты по напряжению на частоте сигнала. 2.2.5 Рассчитать амплитудную характеристику преобразователя частоты по напряжению опорного генератора 2.2.6 Рассчитать амплитудно-частотную характеристику ПрЧ. 3 Описание схемы преобразователя частоты с использованием схемы аналогового перемножителя сигналов (ячейки Гильберта) Аналоговые перемножители сигналов, реализующие нелинейное преобразование, предназначены для выполнения операций умножения, деления, извлечения корня квадратного и др. Наибольшее распространение получили интегральные микросборки, реализующие операции модуляции – демодуляции. Исследование свойств демодуляторов [3,5] проводится с использованием ИМС К140МА1, обладающей обширными функциональными возможностями (рис.8.1). 472 Рис.8.1 Преобразователь частоты построен на интегральном аналоговом перемножителе К140МА1 (внутри прямоугольника) использующем дифференциальные транзисторные пары. В качестве базовых элементов дифференциальных усилителей применяются n-p-n транзисторы КТ159NT1 [6]. Модель интегрального транзистора типа n-p-n, используемая при схемотехническом моделировании, описана в [7]. Точками обозначены номера выводов ИМС, к которым подключаются внешние цепи, где SG – источник напряжения гетеродина (опорного напряжения), SS – источник напряжения сигнала. Резисторы R23 и R24 отображают внутреннее сопротивление подключаемых источников; конденсаторы С2 и С3 являются разделительными. В качестве нагрузки используется колебательный контур, обладающий потерями (отражено включением резистора R25) с подачей питающего напряжения в среднюю точку первичной обмотки согласующего трансформатора. Основное преимущество схемы – перемножение во всех четырех квадрантах (любое сочетание знаков подключаемых источников напряжений SG и SS). Работа перемножителя основана на электронном управлении коэффициентом усиления диффренциального каскада (лаб. р-та №2). Простейшим аналоговым перемножителем сигналов на диффренциальных транзисторных парах является дифференциальный усилитель (например, на транзисторах Q7, Q9 или Q10, Q12) фактически представляющий собой управляемый напряжением дифференциальный делитель тока [3]. 4 Методические указания по выполнению работы 4.1 Расчетная часть Для расчета величин, указанных в задании необходимо воспользоваться справочными данными, для транзистора КР159NT1 [6,8] для режима транзистора в исходной рабочей точке: Iк0 7 = Iк0 9 = Iк0 10 = Iк0 12 = 0,1 мА, Uкэ07 = Uкэ0 9 = Uкэ0 10 = Uкэ0 12 = 7 В, значений амплитуд напряжений на входах перемножителя U вх = 10 мВ, U оп = 10 мВ и компонентов схемы, приведенных на рис.8.1. 473 4.2 Машинное моделирование Ввод принципиальной схемы преобразователя частоты Перед выполнении п.2.2.1. следует загрузить систему схемотехнического проектирования МС9 и вызвать в главное окно принципиальную схему преобразователя частоты на основе универсального аналогового перемножителя сигналов (рис.8.1), находящегося в файле VУАПС.CIR. Для этого необходимо выбрать режим FILE основного меню (рис.8.2), в выпадающем окне выбрать файл C:\MC9DEMO\data\VУАПС.CIR, вызвав его в основное окно редактора. Рис.8.2 В окне схем указаны основные команды и вспомогательные пиктограммы, позволяющие “ собирать” принципиальные или эквивалентные схемы устройств, для последующего анализа по постоянному току, во временной или частотной области и др. Возможности системы схемотехнического моделирования МС9, реализованные в МС8, и, подробно описанные в [1], расширены, дополнены примерами анализа аналоговых и цифровых схем и в некоторых случаях применена другая форма представления моделей компонентов. Например, библиотека диодов, транзисторов, ОУ в отличие от МС8 теперь сформирована в текстовом файле (рис.8.2.1) в папке (рис.8.2.2) . После загрузки файла C:\MC9DEMO\data\VУАПС.CIR, в центральном окне редактора схем должна появиться (рис.8.3) принципиальная схема универсального аналогового перемножителя сигналов. Следует убедиться в соответствии параметров компонентов вызванной схемы и, приведенных в описании. Если полученные методические материалы не содержат дискету с файлом принципиальной схемы преобразователя частоты, то ее следует ввести самостоятельно, выбрав режим FILE в меню главного окна (рис.8.2), которое представлено командами: File, Edit, Components, Windows, Options, Analysis , Help. Меню File служит для загрузки, создания и сохранения файлов схем, библиотек математических моделей компонентов схем и для вывода схем на принтер. При этом программа автоматически присваивает окну схем некоторый текущий номер (например, circuit2.CIR). 474 Рис.8.3 Меню Edit служит для создания электрических схем, их редактирования, а также редактирования символов компонентов схем. Команда Components главного меню используется для добавления в создаваемую или редактируемую схему компонентов, в дополнение к содержащимся в каталоге МС9 (каталог содержит более 100 аналоговых и цифровых компонентов). Каталог команды Components можно редактировать, создавая новые разделы иерархии и вводить в них новые компоненты (например, транзисторы отечественного производства). Меню команды Windows позволяет манипулировать открытыми окнами, обеспечивая доступ к редакторам МС9 и калькулятору. Меню Options используется для настройки параметров программы. Меню Analysis предлагает виды анализа введенной принципиальной схемы. Меню Help позволяет обратиться к встроенному файлу помощи и оценить, на приведенных там примерах, возможности программы. Создание принципиальной схемы преобразователя частоты Ввод резисторов Создание принципиальной схемы начинается с выбора курсором компонента принципиальной схемы на строке основных компонентов (рис.8.2) и нажатием левой кнопки мы- (рис.8.2.3). ши, например, пиктограммы резистора: Перемещение компонента на экране производится при нажатой левой кнопке, а при необходимости изменить положение компонента, щелкают правой кнопкой при нажатой левой кнопке. При отпускании левой кнопки местоположение компонента фиксируется и в окне (рис.8.2.4) ниспадающего меню (рис.8.4) появляется название компонента и предложение 475 (рис.8.2.5) присвоить ему позиционное обозначение (например, R1) с возможностью указывать его на принципиальной схеме. PART — предлагаемое позиционное обозначение может быть изменено на любое другое при активизации указанной строки левой кнопкой мыши. Рис.8.4 RESISTANCE — величина компонента или его величина и температурный коэффициент (ТС) изменения сопротивления в модели резистора при изменении температуры. Присвоенное компоненту название, позиционное обозначение и др. и величина будут изображаться в главном окне при вводе принципиальной схемы, если соответствующий параметр будет помечен галочкой SHOW в рамке Name или Value , соответственно. При вводе значения параметров допускается использование масштабных коэффициентов: Значение Префикс Степ.форма 6 10 MEG 10E+6 3 10 K 10E+3 -3 10 M 10E-3 -6 10 U 10E-6 -9 10 N 10E-9 -12 10 P 10E-12 -15 10 F 10E-15 Масштабный коэффициент может содержать и другие дополнительные символы, которые программа игнорирует. То есть величина емкости в 5 пФ может быть введена: 5 PF или 5 Р или 5Е-12. Дробные значения, например сопротивления 4,3 кОм, задаются как 4.3к. В ниспадающем меню (рис.8.2.6) (рис.8.4) так же можно FREQ – вводить информацию о законе изменения сопротивления при изменении частоты (FREQ, используется при анализе только в частотной области). MODEL — ввести дополнительное нестандартное обозначение компонента (например, RMODEL), COST – коэффициент, отражающий стоимость резистора из общей стоимости узла (схемы, устройства). POWER — указать, какая часть мощности (например, 0,7) рассеивается на компоненте, от общей мощности, потребляемой узлом, в соответствие с документом на разработку устройства (техническим заданием), SHAPEGROUP – указывать массив условно графических обозначений (УГО), к которому принадлежит компонент (обычно принимается по умолчанию) и PACKADE — тип корпуса, из ранее введенного списка корпусов (типо-размеров). Последние из указанных параметров обычно используются в программе PCAD при разработке топологии печатной платы и оценке стоимости устройства (если это предполагается в задании). Подтверждением окончания ввода любого компонента является нажа476 тие кнопки OK. Если какие-либо сведения введены неверно, то нажатие кнопки Cancel ,отменяет всю введенную информацию о компоненте. Другие активированные кнопки подменю (рис.8.2.6) позволяют: (рис.8.2.7) — изменять размеры, цвет и шрифт комментариев, при описании атрибутов компонента (обычно применяется по умолчанию), (рис.8.2.8) — добавлять к перечню характеристик компонента (PART, RESISTANCE и др.) дополнительные характеристики по желанию пользователя, (рис.8.2.9) — удалять любую из приведенных характеристик (активируется при размещении курсора не какую-либо строку характеристик в окне компонента), (рис.8.2.10) — отображать в диалоговом режиме способ получения заданного значения ,например, величины сопротивления резистора (принимается по умолчанию). (рис.8.2.11) — выводить на экран монитора УГО компонента, (рис.8.2.12) — переход в файл помощи (комментарии к описанию компонентов и их характеристик в подменю (рис.8.2.6)). (рис.8.2.13) — переход в главное меню файла помощи, (рис.8.2.14) — отображать в открывающемся диалоговом окне возможность получения выбранной величины, например, величины сопротивления резистора, как эталонного. Строка (рис.8.2.15) указывает на вывод на экран дисплея (помечены галочкой) значений токов, мощностей и температуры, при которых они получены. При этом существует возможность, нажатием на кнопку (рис.8.2.16), коррекции цвета надписей, выводимых на экран. Выбор дру(рис.8.2.17), пригих режимов позволит помечать точкой концы компонента сваивать им названия (рис.8.2.18) или номера (рис.8.2.19). Активизация (по умолчанию) режима (рис.8.2.20) — реализует возможность включения в процесс моделирования выбранного компонента, (рис.8.2.21) — обеспечивает подсветку компонентов Ввод транзисторов Транзистор типа NPN ,который выбирается пиктограммой (рис.8.2.22) на второй строчке главного меню, устанавливается в схему, как описывалось ранее, и затем, на ниспадающем меню NPN:NPN Transistor (рис.8.5), выбираются: PART – позиционное обозначение компонента (Q1), VALUE — характеристика, определяющая его активный режим (может пропускаться), MODEL – используемый транзистор – K159NT1 . Если параметры транзистора были ранее введены в библиотеку, то программа обращается к файлу (рис.8.2.23) и они высвечиваются в окнах параметров транзистора. При отсутствии в списке, предлагаемом в активированном окне справа, транзистора K159NT1, параметры модели транзистора необходимо ввести в подсвеченных окнах (рис.8.2.23), вместо параметров, представленных в окнах , предварительно нажав кнопку New (рис.8.5): .MODEL K159NT1 NPN(Is=1.32f Xti=3 Eg=1.11 Vaf=67.4 Bf=406.4 Ne=1.352 Ise=1.32f Ikf=19.03m Xtb=1.5 Var=48 Br=.7633 Nc=2 Isc=840f Ikr=120u Rb=72 Rc=5.4 Cjc=1.65p 477 Vjc=.7 Mjc=.33 Fc=.5 Cje=6.15p Vje=.7 Mje=.33 Tr=155.2n Tf=146.9p Itf=48m Xtf=2), остальные параметры модели транзистора принимаются по умолчанию. Рис.8.5 Ввод параметров источника гармонического сигнала Для ввода источника гармонического сигнала необходимо, находясь в окне схем (рис.8.6) последовательно активизировать меню Component → Analog Primitives → Waveform Sources → Sine Source. Рис.8.6 Находясь в подменю (рис.8.2.24), описываем модель генератора гармонических сигналов, с присвоенной ему позиционным обозначением PART V4 и типом модели MODEL SS (модель источника входного сигнала). Параметры модели F, A, DC и т.д. вводятся в соответствие с рис.8.6. Список компонентов заносится в текстовый (рис.8.2.25), присвоефайл после активизации строки MODEL, нажатия кнопки ния названия модели генератора синусоидальных сигналов на выпадающем меню (рис.8.2.24) и заполнения окошек, определяющих параметры генератора. Параметры генератора задают, указывая в окне F — значение частоты генератора гармонических сигналов (в герцах, используется только при анализе во временной области), А — величину амплитуды сигнала (в вольтах, используется только при анализе во временной области), DC — значение постоянной составляющей (в вольтах), PH — значение начальной фазы сигнала (в градусах) , 478 RS — величину внутреннего сопротивления источника сигналов (в Омах), RP — период повторения моделируемого процесса (если процесс затухающий, при указанной величине постоянной времени TAU, сек.), TAU – постоянная времени затухания переходного процесса. Если параметры генератора были ранее введены, и хранились в текстовом файле (рис.8.2.26), то требуемый генератор выбирают активизацией соответствующей строки в правом окне подменю (рис.8.2.24) . В последующем, при работе с этим файлом и повторном обращении к меню Component на закладке Analog Primitives появляется укороченный список компонентов, применявшихся ранее. Для ввода параметров опорного генератора (SG) источника напряжения гетеродина (V3, рис.8.3), с частотой F= 4 МГц, повторяют обращение к файлу описания модели генератора гармонических колебаний, указывая остальные параметры генератора в соответствие с рис.8.6. При этом позиционное обозначение (Part SG) генератора может быть другим. Ввод батареи источника питания Питание схемы преобразователя частоты осуществляется от двух источников ЭДС V1 и V2. Величина напряжения источников питания принимается равной 12В. Подключение источника питания (батареи) в схему после выбора его пиктограммы (рис.8.2.27) в строке главного меню и задания параметров (рис.8.7) должно проводиться с учетом места подключения и типа проводимости транзистора. Рис.8.7 Ввод соединительных линий Соединительные линии между элементами схемы прочерчивают, используя кнопку ввода ортогональных проводников Wire Mode (изображение линии) на панели инстру – ментов (рис.8.2). Удаление (коррекция) компонентов принципиальной схемы При необходимости коррекции некоторых элементов принципиальной схемы необходимо вначале удалить соответствующий элемент (компонент, линию ), нажав левой кноп кой мыши стрелку (рис.8.2.28) -“изменение режима “ окна главного меню, активизировать режим (Select Mode) редактирования элементов или компонентов схемы. Затем, поведя курсор к компоненту, нажать левую кнопку мыши. При этом подсвечивается, 479 обычно зеленым цве-том, компонент или соответствующий текст на принципиальной схеме и затем, войдя в меню EDIT, выбирают CUT и удаляют необходимые атрибуты. Возникающие труднос-ти при удалении элементов или вводе новых устраняются с использованием программы HELP главного меню. 4.2.1 Режимы работы транзисторов по постоянному току Закончив ввод компонентов принципиальной схемы и, проверив их значение, нажатием кнопки (рис.8.2.29) Node Numbers (номера узлов) в окне схем определяют узлы, на которые подаются или с которых снимаются напряжения. Запомнив, или записав их, переходят в режим анализа усилителя по постоянному току, последовательно выполнив (рис.8.2.30) . На выпадающем подменю (рис.8.2.31) (рис.8.8) Токи в ветвях Напряжения в узлах Рис.8.8 активирована кнопка «Напряжения в узлах», что позволяет рассчитывать напряжения для выбранной в строке (рис.8.2.32) температуры 27оС (или списка значений). Выбор режима Place Text (установка метки) позволяет получать на экране монитора, одновременно с величиной напряжения в узлах, значения температуры, при которой они определены. Как показано на рис.8.8 активизированы кнопки (рис.8.2.33), что по- зволяет отображать в окне схем условия анализа, например (рис.8.2.34) ( (рис.8.2.35) анализ схемы на постоянном токе, для температуры 27оС и отображением постоянных напряжений в узлах) с сохранением присвоенных программой позиционных обозначений (рис.8.2.36) компонентов. Для получения значений постоянных токов в цепях принципиальной схемы (рис.8.3) необходимо повторно нажать на кнопку нумерации узлов (рис.8.2.37) (рис.8.8) и активизировать кнопку (рис.8.2.38). Активизация кнопки (рис.8.2.39), позволяет выводить на экран значения мощности постоянной составляющей, выделяющейся на резисторах. Цифровое значение в (рис.8.2.40) , указывает на процентах, в окне строки возможность ступенчато изменять значение сопротивления резистора или источника на 10% от номинального, заменой постоянных резисторов на переменные. Это происходит всякий раз выбором на клавиатуре кнопки Up Arrow или Down Arrow , при условии предварительной активизации выбранного компонента, нажатием на пиктограмму (рис.8.2.41) -“изменение режима “ в окне схем. Убедитесь в соответствии режимов транзисторов Q4, Q5, указанных в задании, и при необходимости проведите коррекцию. При этом нумерация компонентов может отличать480 ся, от приведенной на рис.8.9, и это не требует редактирования. Однако это следует учесть при анализе свойств преобразователя в частотной или временной области. Рис.8.9 Определите значения токов в ветвях и оцените степень отличия их значений от требуемых в п.4.1. Она не должна превышать одного процента. Примечание: при правильном вводе значений компонентов принципиальной схемы преобразователя частоты, режимы работы транзисторов по постоянному току должны соответствовать, указанным в на рис.8.9. 4.2.2 Настойка резонансного контура в нагрузке ПрЧ Для настройки контура в нагрузке ПрЧ на промежуточную частоту fпр0 = 465 кГц используем принципиальную схему (рис.8.10) Колебательный контур в нагрузке ПрЧ (L1,L2 и С4, R25) должен быть настроен на промежуточную частоту (fпр0 = 465 кГц) равную разности частот входного сигнала и опорного генератора. Значения амплитуд и частот источников внешнего воздействия заданы при вводе параметров источников гармонических сигналов (рис.8.6). Неидеальность источников (наличие внутреннего сопротивления) отражено включением в схему резисторов R23 и R24, соответственно. При проведении анализа в частотной области вне зависимости от типа и параметров подключенных ко входу источников сигналов расчет всегда проводится для гармонического воздействия с амплитудой 1 В. Диапазон изменения частоты источника воздействия определяется в строке Frequency Range подменю AC Analysis Limits. Анализ частотных свойств оконечного каскада обеспечивают последовательным выполнением команд: Analysis → AC…→ AC Analysis Limits → Run, в окне схем. 481 Рис.8.10 После выбора в окне схем меню AC…, для проведения анализа свойств усилителя в частотной области на выпадающем подменю ваем параметры анализа (рис.8.11) (рис.8.2.42) указы- Рис.8.11 В подменю AC Analysis Limits задается следующая информация: Frequency range — значения верхней и нижней границы частотного интервала и способа 482 определения верхней частоты подинтервала. При линейном законе разбиения частотного (рис.8.2.43) интервала число подинтервалов определяется строкой Number of (рис.8.2.44) . Используя линейку проPoints крутки можно установить автоматический выбор шага, определяемый точностью интегрирования в процентах на каждом шаге интегрирования (указывается в строке Maximum Change %), Number of Points — количество точек в заданном частотном интервале, в котором производится расчет частотных характеристик и полученные значения выводятся в форме таблицы (если активирована кнопка (рис.8.2.45)), Теmperature–диапазон изменения температур (может задаваться одно значение, при которой проводится анализ), Maximum Change %–максимально допустимое приращение функции на интервале шага по частоте (учитывается только при автоматическом выборе шага– активизация процедуры Auto Scale Ranges), Noise Input–имя источника шума, подключенного ко входу усилителя, Noise Output–номер (а) выходных зажимов, где вычисляется спектральная плотность напряжения шума, Run Options–определяет способ хранения полученных результатов: Normal- результаты расчетов не сохраняются, Save — результаты сохраняются на жестком диске, Retrieve–использование результатов расчета, хранящегося на жестком диске, для вывода на экран монитора, State Variables – задание начальных условий интегрирования На экран монитора, в соответствии с рис.8.11, выводится частотная зависимость коэффициента усиления по напряжению (Plot 1, YExpression) как разность напряжений в узлах 28 и 27 (V(28)-V(27)), отнесенная к напряжению на входе (V(24)). Область частот (XExpression -F), в которой проводится анализ, определяется форматом: максимальное значение выводимой переменной, ее минимальное значение и шаг сетки значений. Аналогично задаются условия при выводе на экран монитора значений коэффициента усиления. Характер изменения значений по осям – линейный, что выбирается нажатием двух левых крайних кнопок (рис.8.2.46) в каждой строке выводимых значений. Вход в режим анализа частотных свойств ДУ производится нажатием кнопки (рис.8.2.47). (Замечание: обратите внимание на то, что номера узлов в подменю (рис.8.2.42) указаны для принципиальной схемы (рис.8.10);самостоятельный ввод схемы может привести к изменению нумерации узлов, что необходимо учесть в YExpression). На графике АЧХ смесителя определите максимальный коэффициент усиления по напряжению на резонансной частоте. Для этого на нижней строке окна результатов активизируйте пиктограмму (рис.8.2.48) (Peak). Как видно из рис.8.11, резонансная частота контура отличается от fпр и для обеспечения их равенства необходимо изменить параметры контура (например, значение конденсатора С4), заменяя величину емкости некоторым новым значением или, используя режим вариации параметра. Для этого, находясь кнопку (рис.8.2.42), нажав (рис.8.2.49), войдите в подменю 483 (рис.8.2.50) (рис.8.12) а) б) Рис.8.12 Выбор изменяемого компонента осуществляется с помощью линейки прокрутки в строке (рис.8.2.51) на закладке С4 (рис.8.12,а). Указав, что изменение величины кон) (рис.8.2.52) денсатора С4 будет происходить (рис.8.12,б) от значения С4 = 322пФ ( до величины 325 пФ ( ) (рис.8.2.53) с шагом ( подтверждаем режим вариации параметра, помечая точкой (рис.8.2.56) ) (рис.8.2.54) в 0,5 пФ, (рис.8.2.55) , в рамке . Метод изменения параметра выбирается линейным (рис.8.2.57) , хотя возможен или логарифмический (рис.8.2.58) , или в соответствии со списком 484 (рис.8.2.59) . В рамке помечается, что варьироваться (рис.8.2.60) будет параметр компонента , а не модели или индекс компонента. В рамке (рис.8.2.61) указывается способ изменения компонента (шаг определяется отдельно для каждого цикла, независимо), или одновременно для всех вложенных циклов (помечается точкой другой вариант). Нажатие (рис.8.2.62) в нижней строке подменю кнопки (рис.8.2.49)позволяют проводить изменение всех компонентов (моделей, индексов) или исключить варьирование всех указанных в подменю величин жатие на кнопку (рис.8.2.63). На- (рис.8.2.64) определяет варьирование помеченных величин по умолчанию (описанными для каждой законом). Кнопка (рис.8.2.65) определя- ет момент перехода в режим варьирования параметров, а кнопка (рис.8.2.66)отказ от всех указаний на какие-либо изменения величин, описанных в окне схем. Кнопка (рис.8.2.67)позволяет обращаться к файлу помощи из подменю (рис.8.2.49). Результаты, полученные для режима варьирования величины емкости конденсатора С4 приведены на рис. 8.13 Рис.8.13 Для лучшего различения кривых, соответствующих различным значениям емкости С4, изменены пределы представления на экране монитора по оси частот. Нажатием на пиктограмму (рис.8.2.68) (Peak) подсвечивается кривая, соответствующая минимальному значению емкости С4, с указанием значения резонансной частоты и коэффициента передачи на ней. Нажатием на пиктограмму (рис.8.2.69) (Go To Branch) в окне резуль- татов переходим в подменю (рис.8.2.70) . Используя линейку прокрут485 ки, в окне (рис.8.2.71) выбираем величину С4 при котором, максимум одной из АЧХ расположен ближе всего к значению fпр = 465 кГц, и нажатием на кнопку (рис.8.2.72) выбираем соответствующую кривую (выделяется цветом). Используя кнопку Peak в окне результатов, с помощью правой кнопки мыши определяем максимальное значение для выбранной кривой (соответствующего значения С4). Добившись значения резонансной частоты контура равного fпр0 = 465 кГц с точностью не менее ± 0,5 кГц, установите выбранное значение в схему ПрЧ и определите полосу пропускания фильтра преобразователя. На полученном графике результатов анализа (аналог рис.8.11) определите граничные частоты полосы пропускания преобразователя (f нч, f вч,) для величины линейных искажений М = М* = 2 или 3 дБ . Для этого необходимо активизировать пиктограмму (рис.8.2.68) (Peak), а затем нажать на пиктограмму (рис.8.2.73) (Go To Y) и на выпа- (рис.8.2.74) (рис.8.10) в окне дающем подменю (рис.8.2.75) указать значение, соответствующее уровню меньше в 2 раз максимального. (рис.8.2.76), (рис.8.2.72) получите Поочередно нажав на кнопки значения, соответствующие, например f нч и f вч. Значение полосы пропускания фильтра указывается в столбце Delta нижней строки окна результатов. Приведите распечатку принципиальной схемы ПрЧ для значения С4, соответствующей точной настройке контура ПрЧ на fпр0 = 465 кГц и значение полосы пропускания фильтра. 4.2.3 Временные характеристики и спектр напряжения на выходе ПрЧ Исследование свойств ПрЧ, реализованного с применением универсального аналогового перемножителя сигналов во временной области проводится с применением принципиальной схемы (рис.8.14) и воздействии на входе гармонического напряжения с амплитудой U вх = 20 мВ. Источник опорного напряжения (гетеродина), формирует гармоническое напряжение с амплитудой U г = 100 мВ. Форма напряжения преобразованного сигнала для указанных значений амплитуд воздействующих напряжений и его спектр получается последовательным выполнением команд в окне схем: Analysis, Transient…, Transient Analysis Limits, Run (рис.8.15). Значения пределов анализа и исходные условия, вид кривых, выводимых на экран монитора, описаны в подменю (рис.8.2.77) (рис.8.15) Кнопки на верхней строке означают: (рис.8.2.47) — вход в режим анализа - (рис.8.2.78) добавление строки, в перечень выводимых на экран монитора, содержание которой определяется положением курсора перед нажатием кнопки, (рис.8.2.79) — удаление строки, выводимых на экран монитора результатов, номер которой определяется положением курсора перед нажатием кнопки, (рис.8.2.80) — ввод дополнительной информации в окно, определяемое положением курсора, (рис.8.2.49) — подменю, реализующее пошаговое изменение параметров компонентов принципиальной схемы по закону, определяемому свойствами подменю 486 Рис.8.14 Рис.8.15 (рис.8.2.81) — подменю “свойства” описывающее возможности, предоставляемые МС9 при 487 анализе во временной области (изменение перечня выводимых кривых, цвета, расчет спектральных характеристик любой из выводимых зависимостей и др.) (рис.8.2.67) — файл помощи. Окно (рис.8.2.82) определяет пределы временного анализа; задается в формате: верхняя граница, нижняя границ, шаг разбиения всего интервала анализа (можно задавать только верхний предел, что означает наличие только верхней границы анализа, например, t = 200 мксек, с нижней границей t =0), (рис.8.2.83) — максимальный шаг разбиения заданного интервала анализа. Система МС9 выбирает наибольший интервал интегрирования, ограниченный лишь точностью, составляющей по умолчанию 0,01 на каждом интервале, (рис.8.2.84) — число точек выводимых на печать (вместо изображения кривой на экране монитора) при активизации пиктограммы строке, (рис.8.2.45) в соответствующей (рис.8.2.85) — указывается температура, при которой проводится анализ, или список температур, или закон ее изменения, (рис.8.2.86) — указывает число повторений вывода на экран монитора (рис.8.2.87) (варезультатов расчета, ранее сохраненных, при выборе в окне рианты расчета) с помощью линейки прокрутки опции Retrieve (восстановление) - (рис.8.2.88) выбор с помощью линейки прокрутки способа (рис.8.2.89) Normal – обычный, копредставления результатов анализа гда результаты расчета выводятся на экран монитора без сохранения их на диске, Save – сохранение, результаты не выводятся на экран, а записываются на диске, Retrieve – восстановление, когда результаты расчета, записанные ранее на диске выводятся на экран, как полученные при моделировании, (рис.8.2.90) — начальные значения переменных, используемых при моделировании, (рис.8.2.91) выбор строки предполагает использование в качестве начальных значений переменных (рис.8.2.92) — нулевые (наиболее часто используемый вариант), (рис.8.2.93) — считывать ранее записанные значения, (рис.8.2.94) — однократно использовать текущие значения, - (рис.8.2.95) расчет проводится количество раз, указанное в строке (рис.8.2.96) для начальных значений, рассчитанных по постоянному току, перед первым анализом во временной области. (рис.8.2.97) — расчет режимов АЭ в рабочей точке по постоянному току, 488 (рис.8.2.98) — проводится только расчет по постоянному току (если помечается), (рис.8.2.99) — автоматический выбор пределов для результатов, представляемых на экране монитора (если помечена строка), (рис.8.2.100) — накапливает результаты моделирования (кривые, графики) редактируемой схемы (если помечена строка). Результаты моделирования могут быть представлены на одной или нескольких страницах (рис.8.2.101), если есть указание в этой колонке. (рис.8.2.102) — указывает номер рисунков, которые могут быть помещены в одну систему координат при совпадении номера. Пределы представления кривых выбираются из числа наибольших, для выводимых зависимостей. (рис.8.2.103) — выражение или обозначение переменной по оси абсцисс, (рис.8.2.104) — выражение или обозначение выводимой переменной по оси ординат, (рис.8.2.105) — пределы изменения аргумента на экране монитора по оси абсцисс, (рис.8.2.106) — пределы изменения функции на экране монитора по оси ординат. Крайние слева пиктограммы (рис.8.2.107) в каждой строке результатов позволяют выбирать способ изменения аргумента и функции в каждой системе координат, например, линейный по оси абсцисс и линейный по оси ординат. Нажатие на пиктограмму кривой, выводимой на экран. (рис.8.2.108) предоставляют возможность выбора цвета Как видно из рис.8.14, на экран монитора выводится форма разности напряжений в узлах 27 и 28, а также рассчитанный спектр этого сигнала (Harm (V(27,28)) на временном (рис.8.2.109), где нет влияния переходных процессов. интервале Сравните полученные результаты с предварительным расчетом (п. 2.1). Повторите расчет указанных характеристик при амплитуде входного сигнала U вх = 100 мВ, воспользовавшись подменю ненными пределами в колонке (рис.8.2.77) с изме(рис.8.2.110) (рис.8.16). Рис.8.16 Приведите распечатку полученных результатов анализа с вычисленными значениями амплитуды выходного напряжения и составляющей спектра на промежуточной частоте. 489 4.2.4 Амплитудная характеристика преобразователя частоты Для построения амплитудной характеристики ПрЧ используется схема (рис.8.17), величина амплитуды напряжения источника входного сигнала (SS) которого, изменяется с некоторым шагом. Рис.8.17 Находясь в окне схем, последовательно выполним Analysis, Transient…, Transient Analysis Limits. В подменю (рис.8.2.77) зададим условия анализа и характер кривых, выводимых на экран монитора (рис.8.18) Рис.8.18 При сохраненных условиях интегрирования на экран выводится форма напряжения на контуре ПрЧ (Р2 , V(28,27)) и значения напряжения вблизи точки максимума в очень узком диапазоне значений временного интервала. Это позволяет получить амплитуду выходного напряжения как функцию амплитуды входного сигнала (в узле 26, Р1), задавая порядок изменения амплитуды входного сигнала в подменю 490 (рис.8.2.50). Для этого, нажав на кнопку (рис.8.2.49) в подменю (рис.8.2.77) входим в режим варьирования одного из параметров компонентов принципиальной схемы ПрЧ (рис8.19) а) б) Рис.8.19 С помощью линейки прокрутки (рис.8.18,а) выбираем варьируемый компонент (генератор гармонических колебаний V4) и изменяемый параметр – амплитуду (A, рис.8.18,б). Как видно из рис.8.19, пределы изменения амплитуды входного сигнала, (подменю (рис.8.2.77) колонка (рис.8.3.1) ), совпа- дают, с указанными в подменю (рис.8.2.49). Указав, что изменение амплиту) (рис.8.3.2) ды генератора А будет происходить (рис.8.19б) от значения А =0,1 В ( до величины 2 В ( ) (рис.8.3.3) с шагом ( ждаем режим вариации параметра, помечая точкой 491 ) (рис.8.3.4) в 0,1 В, подтвер(рис.8.3.5), в рамке (рис.8.3.6). Метод (рис.8.3.7), изменения хотя параметра возможен (рис.8.3.8), или в соответствии со списком или выбирается линейным логарифмический (рис.8.3.9). В рамке помечается, что варьироваться будет параметр компонента (рис.8.3.10) , а не модели или индекс компонента. В рамке (рис.8.3.11) указывается способ изменения компонента (шаг определяется отдельно для каждого цикла, независимо), или одновременно для всех вложенных циклов (помечается точкой другой вариант). Нажатие (рис.8.3.12) в нижней строке подменю (рис.8.2.49) позвокнопки ляют проводить изменение всех компонентов (моделей, индексов) или исключить варьирование всех указанных в подменю величин (рис.8.3.14) (рис.8.3.13). Нажатие на кнопку определяет варьирование помеченных величин по умолчанию (описанными для каждой законом). Кнопка (рис.8.2.65) определяет момент перехода в режим варьирования параметров, а кнопка (рис.8.3.15) — отказ от всех указаний на какие-либо изменения величин, описанных в окне схем. Кнопка (рис.8.2.67) позволяет обращаться к файлу помощи из подменю (рис.8.2.49). На верхнем рисунке (рис.8.20) представлены отсчеты значений напряжения сигнала на выходе ПрЧ вблизи максимума. Эти значения, вычисленные в узком временном интервале, можно считать численно равными величине амплитуды напряжения на выходе ПрЧ. Соединив вершины отсчетов (верхний рисунок), получим амплитудную характеристику преобразователя частоты. Следует заметить, что изменение условий интегрирования (увеличение (рис.8.3.16) — шага разбиения основного временного интервала) может приводить к существенному изменению положения вершины – момента отсчета амплитудного значения и в худшем случае — к появлению расходящегося процесса интегрирования. Повторите эксперимент, выбрав амплитуду напряжения Uг = 0,5 В опорного генератора SG (рис.8.20). 492 Рис.8.20 Рис.8.21 Для этого, выберите, находясь в окне схем, закладку Models (рис.8.2) и установите значение амплитуды гетеродина А = 0,5 В. Одновременно, в подменю пределов в столбце вания приложите к отчету. (рис.8.2.77) (рис.8.18) установите новые значения (рис.8.3.17). Распечатку результатов моделиро- 4.2.5 Амплитудная характеристика преобразователя частоты по напряжению опорного генератора Исследование свойств ПрЧ на ячейке Гильберта при вариации амплитуды напряжения гетеродина проводится с использованием принципиальной схемы (рис.8.22) и методики анализа, применяемой в п. 2.2.3. Находясь в окне схем, последовательно выполним Analysis, Transient…, Transient Analysis Limits. Нажав на кнопку (рис.8.2.49), перейдем (рис.8.23) в режим вариации амплитуды напряжения гетеродина (SG) при фиксированном значении амплитуды напряжения источника входного сигнала U вх = 100 мВ. 493 Рис.8.22 a) б) Рис.8.23 494 При этом пределы изменения амплитуды, задаваемые в подменю (рис.8.23,б), и, указанные в падать (в столбце (рис.8.2.49) (рис.8.2.77) , должны сов(рис.8.3.18), рис.8.24). Рис.8.24 Как видно из семейства кривых напряжения V(28,27), увеличение амплитуды напряжения гетеродина для значений больше 1,2 В (и из верхнего графика, при соединении вершин отсчетов мгновенных значений выходного напряжения) практически не изменяет значение амплитуды выходного напряжения. Провести моделирование для амплитуды напряжения входного сигнала Uвх = 0,5 В, изменив пределы для кривых, представляемых на экране монитора (столбец ) (рис.8.3.17) . Приложить к отчету распечатку результатов моделирования. 4.2.6 Амплитудно-частотная характеристика преобразователя частоты Как известно [1,4], амплитудно-частотная характеристика ПрЧ определяется избирательными свойствами нагрузки преобразователя при воздействии на его сигнальном входе напряжения с изменяющейся частотой. Напряжение на выходе ПрЧ появляется лишь при воздействии на сигнальном входе перемножителя сигналов напряжения, создающего после умножения на напряжение опорного генератора, напряжение с частотой fпр = 465 кГц или близкое к ней (попадающее в полосу пропускания фильтра в нагрузке ПрЧ). Поскольку полезный продукт всегда должен всегда переносится на центральную (несущую) частоту f = fпр, то ограничимся канонической формой АЧХ преобразователя, подавая на сигнальный вход напряжение с частотами, обеспечивающими формирование такого сигнала. Качественно (не количественно) это позволит получить АЧХ перемножителя сигналов при действии на входе побочных каналов приема: fпр0, fг ± fпр0, 2fг ± fпр0, 3fг ± fпр0 и др. для линейного режима работы ПрЧ [1,4], где fпр0 – частота преобразованного сигнала, рав495 ная резонансной частоте контура L1,C4 (рис.8.24).Генератор (SS), подключенный к сигнальному входу (рис.8.25) должен обладать частотами (при fг = 4 МГц и fпр0 = 465 кГц): 465 кГц, 3535 кГц, 4930 кГц, 7535 кГц, 8465 кГц и др. Рис.8.25 Для подключения на сигнальный вход генератора с постоянной амплитудой, частота которого принимает конкретные значения, воспользуемся подменю (рис.8.2.50) , куда войдем, последовательно выполнив Analysis, Transient…, Transient Analysis Limits, Stepping (рис.8.26) a) 496 б) Рис.8.26 Выбирая в качестве варьируемого компонента генератор источника входного сигнала (V4, рис.8.26а), используя линейку прокрутки левого окна, и в качестве варьируемого компонента – частоту (F), используя линейку прокрутки правого окна (рис.8.26б). Затем, помечая точкой в рамке (рис.8.3.19) (рис.8.3.20), в этой строке приводим перечень частот источника входного сигнала. Результаты моделирования, отображающие напряжение преобразованной (промежуточной) частоты (коэффициент передачи ПрЧ), отражает верхний рисунок (рис.8.27), а так же составляющие коэффициента передачи ПрЧ на частотах побочных каналах приема. Вклад в коэффициент передачи на f = fпр вносят все воздействующие сигналы; наибольший – полезного сигнала и зеркального канала (как видно из нижнего графика). Влиянием составляющих входных воздействий с частотами fc = 465 кГц, 7535 кГц, 8465 кГц можно пренебречь (на верхнем графике это отражается едва заметным приращением составляющих продуктов преобразования, по сравнению с напряжением, создаваемым на нагрузке от входных сигналов с значением частоты fc = 3535 кГц, 4465 кГц). Амплитуда входного сигнала Uвх и гетеродина Uг указываются на закладке Models окна схем (рис.8.28) Для количественной оценки амплитуды первой гармоники напряжения промежуточной частоты на выходе ПрЧ, обусловленной воздействием каждой из указанных в списке (рис.8.26б) частот, необходимо отключить режим (рис.8.2.50), пометив в рамке (рис.8.3.21) , команду No. Затем на закладке Models последовательно задаем значения перечисленных частот входного сигнала (значение частоты генератора SS) и для пределов, указанных в подменю Transient Analysis Limits (рис.8.26) проводим моделирование. Результаты моделирования вносим в таблицу 1. Таблица 1 fc, МГц 0,465 3,535 4,465 7,535 8,465 Uвх = 0,1 B Кпр Uвх = 1 B Кпр Uвх = 2 B Кпр 497 Рис.8.27 Рис.8.28 Повторите моделирование для случая Uвх =2 В (увеличив значения пределов для рассчи(рис.8.3.17) подменю танных величин в столбце (рис.8.2.77)). Заполненную таблицу 1 и, соответствующие ей АЧХ преобразователя Кпр = f(fc), приложите к отчету по лабораторной работе. 5 Содержание отчета Отчет должен включать в себя: • наименование и цель работы. • принципиальную схему преобразователя частоты на ИМС К140МА1 с рассчитанными значениями постоянных токов в ветвях и параметрами контура, соответствующими точной настройке на fпр0 = 465 кГц и величиной полосы пропускания. • временную характеристику и спектр напряжения на выходе ПрЧ при Uвх = 100 мВ (U г = 100 мВ). амплитудную характеристику ПрЧ при Uг = 0,5 В • • амплитудную характеристику ПрЧ по напряжению гетеродина при Uвх = 0,5 В. • АЧХ преобразователя при Uвх =0,1 В, Uвх = 1В и Uвх = 2В и заполненную таблицу 1. • Краткие выводы 498 6 Контрольные вопросы 1. Укажите возможные способы построения перемножителей и их особенности. 2. Опишите основные применения универсального аналогового перемножителя сигналов (ячейки Гильберта). 3. Изобразите основную ячейку перемножителя и объясните принцип его действия. 4. Изобразите АЧХ перемножителя сигналов и сравните ее с АЧХ однотактного ПрЧ. 5. Чем отличается одноквадрантный перемножтитель от двухквадрантного? 6. Изобразите упрощенную схему четырехквадрантного перемножителя и объясните принцип действия. 7. Изобразите амплитудную характеристику ПрЧ. Какое основное назначение АХ? 8. Изобразите амплитудную характеристику ПрЧ по напряжению гетеродина. Чем отличаются свойства ПрЧ при работе с малыми и большими амплитудами Uг? 9. Почему в нагрузке ПрЧ используется трансформатор со средней точкой? 10. Что такое масштабный коэффициент перемножителя? Какова его размерность? 7 Краткие теоретические сведения Технические средства обработки информации включают в себя различные функциональные преобразователи, выполняющие линейные и нелинейные операции. Современные приемники аналоговых систем радиосвязи и радиовещания для выполнения линейных преобразований в радиотракте используют функциональные преобразователи, реализующие операцию усиления радиосигнала и выделения с помощью фильтров принимаемых частот. В цифровых системах радиосвязи, в том числе системах связи с подвижными объектами, системах сотовой связи, это выполняется в приемной части трансивера. Функция усиления реализуется с помощью ИМС, главной составной частью которых, являются операционные усилители (ОУ). Нелинейные аналоговые преобразования могут быть выполнены в радиотракте с помощью разнотипных аналоговых преобразователей. Основным по применимости при реализации основных операций преобразования и детектирования сигналов является аналоговый перемножитель сигналов (АПС). Совместно с другими функциональными преобразователями (ОУ, фильтры и др.) АПС может определять действующее напряжение, фазу, вычислять экспоненциальные и трансцендентные функции, корреляционные зависимости. При использовании АПС в связной аппаратуре [3] можно реализовать все виды детекторов (линейные, квадратичные, синхронные, фазовые, частотные и др.) и модуляторовдемодуляторов (амплитудные, балансные, синхронные, бифазные и др.). В последетекторной части тракта приемника (трансивера) линейные преобразования (масштабирование, сложение и т.п.), также другие операции (интегрирование, дифференцирование и др.) выполняют с помощью ОУ с погрешностью 1 – 0,1 %. Введение нелинейных компонентов (диодов, транзисторов) в цепь обратной связи ОУ, позволяет реализовывать на их основе логарифмические усилители, активные фильтры, мультиплексоры, компараторы и др. На базе аналоговых перемножителей возможно построение различных устройств автоматической регулировки усиления (устройства АРУ, компрессоры, экспандеры), перестраиваемых активных фильтров, управляемых генераторов. Выходное напряжение перемножителя Uвыx = k Ux Uy пропорционально произведению двух входных напряжений Ux и Uy , k – масштабный коэффициент, имеющий размерность 1/В и характеризующий усиление. Для неинвертирующего перемножителя k > 0. Чтобы перемножитель согласовать по напряжению с выходами современных ОУ, обычно развивающих на входе напряжение ± 10 В, обеспечивают на входе и выходе перемножителей 10 В; при этом k = 0, 1 [1/B]. Перемножаемые напряжения в общем случае могут быть как положительными, так и отрицательными. Если входные напряжения одной полярности, то перемножитель работает в одном квадранте плоскости входных напряжений, если допустимо изменение поляр- 499 ности входных напряжений, то перемножитель может работать в двух или четырех квадрантах. Перемножитель, могущий работать в любом из четырех квадрантов (любое сочетание полярностей входных напряжений) называют четырехквадрантным, допускающий изменение знака только у одного сигнала — двухквадрантным. Использование только одного входа у перемножителя, позволяет на его основе реализовать усилитель. Основные параметры перемножителя идентичны параметрам ОУ. Кроме этого, существует ряд дополнительных параметров: относительная погрешность перемножения, нелинейность перемножения, остаточное напряжение. Относительная погрешность ε - отношение максимальной разности между фактическим и теоретическими значениями выходного напряжения к его предельному значению (обычно 10 В). Она определяется при воздействии на входе постоянных напряжений. Нелинейность перемножения Nx по входу Х называют максимальное отклонение синусоидального напряжения максимальной амплитуды при прохождении его со входа Х при максимальном постоянном напряжении (10 В) на входе У. Определяется как половина максимального размаха осциллограммы разности напряжений (Uвыx — Ux)/ Uвыx макс (в процентах). Нелинейность по одному из входов характеризует величину нелинейных искажений при прохождении переменного напряжения с данного входа. Остаточное напряжение по одному из входов (Х или У) — это напряжение на выходе перемножителя при полном размахе переменного напряжения на данном входе при равенстве нулю напряжения на другом входе. У серийных перемножителей остаточное напряжение не превышает 150 мВ (при Uвыx макс = 10 В). Уменьшение погрешностей обеспечивают включением ручной регулировкой внешних потенциометров для подачи небольших постоянных напряжений на выходы перемножителя или лазерной подгонкой резисторов ИМС, обеспечивающих нулевое напряжение на его выходе. Основные способы построения аналоговых перемножителей сигналов Существующее множество типов и видов построения аналоговых перемножителей сигналов (АПС) можно классифицировать по способу умножения аналоговых сигналов. На основе этого критерия можно различать: прямое умножение, квазиумножение и косвенное умножение. Прямое умножение реализуется в устройстве, в котором выходная величина Z(X,Y) пропорциональна произведению входных величин, каждая из которых X и Y изменяется независимо под воздействием внешних факторов. Квазиумножение реализуется в устройстве, в котором выходная величина Z(X,Y) пропорциональна произведению двух непрерывных, сильно монотонных функций, каждая из которых есть независимо изменяющиеся входные величины X и Y. Косвенное умножение реализуется в устройстве, в котором выходная величина Z(X,Y) математически представляется произведением входных величин X и Y, в виде суммы постоянных и изменяющихся величин с постоянными коэффициентами, а также в виде функций таких сумм. Прямое умножение возможно осуществить на основе использования электроннолучевых трубок, усилительных элементов с двойным управлением, управляемых сопротивлений и др. Широко используется при прямом умножении амплитудно-широтная имульсная модуляция. Косвенное умножение осуществляется на основе параболических (квадратичных) и логарифмических перемножителей. К квазиперемножителям относятся АПС с амплитудно-частотной модуляцией, с мостом Уинстона (изменяющимся сопротивлением в ветвях), управляемым делителем напряжений и др. Примером перемножителя реализующего прямое умножение является способ, основанный на одновременной модуляции амплитуды и длительности (ширины) линейного импульса. В случае существования линейных связей между (рис.8.29) 500 X = kxA, Y = kyt и Z = kzT (8.1) Рис.8.29 используется параметрическая зависимость площади импульса, определяемая соотношением T=At (8.2) или k (8.3) Z = z XY kxk y Структурная схема перемножителя, использующего АШИМ, приведена на рис.8.29а Рис.8.30 Перемножаемые напряжения Ux и Uy , поступающие на соответствующие входы, управляют амплитудой импульса (вход Х) и коэффициентом заполнения (вход У). Коэффициент заполнения определяет часть интервала (t, рис.8.29), на котором существует импульс (ширину импульса). 501 Рис.8.31 Вспомогательный генератор формирует треугольное напряжение, которое подается на инверсный вход ОУ DA1, где складывается с входным сигналом Uy (для простоты выбрано постоянным, рис.8.31а), и поступает на устройство сравнения аналоговых сигналов (компаратор) с нулевым смещением. На выходе компаратора формируется асимметричное прямоугольное напряжение с коэффициентом заполнения, определяемым полярностью и амплитудой напряжения Uy (рис.8.31б) U +Uy U −Uy T (8.4) T , T2 = 0 T1 = 0 2U 0 2U 0 Это прямоугольное напряжение управляет электронным ключом. Напряжение U2 на выходе операционного усилителя DA3 (рис.8.31в) определяется состоянием электронного ключа: когда ключ открыт, через операционный усилитель DA3 передается сигнал +Ux, а когда ключ закрыт – сигнал — Uy. Поскольку коэффициент заполнения периода у напряжения U2 пропорционален напряжению Uy, а амплитуда этого напряжения равна ± Ux, то его результирующее среднее значение пропорционально произведению этих сигналов. Выходное напряжение Uвыx , получаемое после усреднения U2 с помощью фильтра низкой частоты равно произведению входных сигналов с некоторым масштабным коэффициентом U − U y U xU y U +Uy −Ux 0 = (8.5) U вых = U x 0 2U 0 2U 0 U0 Перемножитель, реализующий принцип прямого умножения, на основе АШИМ позволяет получать наиболее высокую точность (погрешность не более 0,1%, нелинейность 0,02%), но при этом применим только на низких частотах. Основной причиной ограничения верхней частоты несущей, которая должна быть всегда больше в 10 – 100 раз больше частоты сигнала, является необходимость выполнения условия: время переключения напряжения U2 со значения +Ux на значение -Ux должно быть мало по сравнению с периодом Т. Кроме того, точность результата перемножения сильно зависит от линейности и симметричности вспомогательного генератора треугольного напряжения и неидеальности свойств реальных ключей. Резисторы в цепях ОС усилителя DA3 и вспомогательного DA1 должны быть точно подобраны с учетом последовательного сопротивления электронного ключа. Напряжение разбаланса DA2 может привести к появлению напряжения ошибки, складывающегося с Uy. Пульсации напряжения источника питания также могут приводить к появлению напряжения ошибки усреднения на выходе ФНЧ. Перемножители на основе управляемых сопротивлений реализуют принцип квазиумножения сигналов. Основное требование — линейность изменения варьируемых сопротивлений, обеспечивается применением в качестве управляемых компонентов сопротив502 ления сток-исток полевых транзисторов, линеаризованных введением глубокой отрицательной обратной связи. Чаще всего управляемые сопротивления (полевые транзисторы — ПТ) включаются как интегральный транзистор в состав интегральной схемы, реализующей перемножитель. В принципиальной схеме перемножителя (рис.8.32) два управляемых ПТ изображены вне структуры ОУ. Рис.8.32 Выходное напряжение операционного усилителя DA1 определяется R 2 R10 , (8.6) U вых = −U x R1 + R 2 Rси1 где Rси1 = U 2 отс / I cи | U1 − 2U отс | - сопротивление сток-исток полевого транзистора VT1 (Uотс – напряжение отсечки транзистора, когда Rcи1 приближается к бесконечности, Iси – ток сток-исток транзистора, если Uз =0). Из (8.6) следует, что выходное напряжение перемножителя зависит от внутреннего сопротивления полевого транзистора Rcи. Вместе с тем, сопротивление Rcи зависит также от выходного напряжения U1 второго операционного усилителя DA2, прикладываемое через резисторы R7, R8 к затворам полевых транзисторов VT1 и VТ2. Очевидно, что выходное напряжение U1 определяется величиной входного Uy и опорного Uоп напряжений. Нормальное функционирование полевого транзистора с р — каналом возможно лишь при условии, когда Uоп > 0, Uy < 0. Отсюда, в выражении (8.6) с учетом влияния напряжения Uy на сопротивление Rcи1, должна появиться функциональная зависимость от другого сомножителя — Uу. При условии, что операционные усилители имеют пренебрежимо малые входные токи, ток через транзистор VT2 (через сопротивление Rcи2) равен току через сопротивление R6. Охваченный отрицательной обратной связью операционный усилитель DA2 имеет на инвертирующем входе нулевой потенциал (“мнимая земля”, см. лаб. раб. № 9). Исходя из этих предпосылок, можно записать U UЗ IVT 2 = I R 6 , = у (8.7) R си2 R6 где R4 (8.8) U З = U оп R 4 + R5 Совместное решение уравнений (8.7) и (8.8) позволяет установить функциональную зависимость между сопротивлением Rcи2 и напряжением Uу на втором входе перемножителя 503 U оп R 4 R 6 (8.9) | U y | ( R 4 + R5) При условии идентичности пары интегральных полевых транзисторов, реализующей наибольшую температурную и временную стабильность перемножителя при максимальной точности значения сопротивлений сток-исток транзисторов VT1 и VT2 равны: R cи1 = R cи2. Подставив (8.9) в (8.6) получим выражение для напряжения на выходе перемножителя U | U | R5 R10( R 4 + R5) (8.10) U вых = − x y U оп R 6 R 4( R1 + R 2) При условии R1 = R5, R2 = R4, R6 = R10, уравнение (8.10) приводится к виду U |U | (8.11) U вых = − x y U оп Погрешность перемножения двухквадрантного перемножителя на ПТ не превышает 1%, при уровне входных сигналов менее 5 В. Ширина полосы пропускания определяется, в основном, частотными свойствами операционных усилителей. Параболические перемножители (перемножители на квадраторах) реализуют косвенное умножение, в которых произведение X * Y образуется как сумма (разность) входных сигналов X и Y, возведенных в квадрат. Различают двухчленные параболические перемножители сигналов 1 x ⋅ y = (( x + y ) 2 − ( x − y ) 2 ) (8.12) 4 1 (8.13) x ⋅ y = ((a + x + y ) 2 − (a − x + y ) 2 ) 4 и трехчленные 1 x ⋅ y = (( x + y ) 2 − x 2 − y 2 ) (8.14) 4 1 x ⋅ y = ( x 2 + y 2 − ( x − y)2 ) (8.15) 4 Наибольшее практическое применение нашли двучленные перемножители, позволяющие получить наибольшую конечную точность. Точность перемножителей определяется в основном точностью квадраторов, реализованных обычно в форме диодных функциональных преобразователей с кусочно-линейной аппроксимацией проходной характеристики преобразователя. Диодные квадраторы с десятью точками излома проходной характеристики позволяют аппроксимировать функцию ig = kU 2 (8.16) Rси2 = с погрешностью не более ± 0,1% от полной шкалы измерений. Величина ig равна выходному току короткого замыкания. Структурная схема двучленного параболического перемножителя аналоговых переменных, реализующего алгоритм (8.12) приведена на рис.8.33 Рис.8.33 504 Операционный усилитель DA1 выполняет роль суммирующего, а DA2 – вычитающего устройств. Затем следует определение модуля суммы или разности входных сигналов. С выхода квадраторов сигналы поступают в операционный усилитель DA3, осуществляющий их вычитание. Достоинством таких перемножителей является их широкополосность, определяемая в основном частотными свойствами ОУ. Однако, практические схемы АПС оказываются достаточно сложны и имеют высокую себестоимость. Малое значение погрешности перемножения, определяемая как отношение напряжения погрешности к верхнему пределу измерения, может оказаться значительной при малых уровнях входных сигналов. Кроме того, величина погрешности, обусловленная линейно-ломанным характером аппроксимирующей проходной характеристики, носит колебательный (изменяющийся) характер. Достаточно сложной задачей является конструктивная реализация генераторов параболических функций. Структурная схема логарифмического перемножителя (рис.8.34), является разновидностью АПС, использующего косвенное умножение. Рис.8.34 В данной схеме одноквадрантного логарифмического АПС используются усилители, реализующие процедуру логарифмирования и потенцирования (обратную логарифмированию). Способы построения логарифмических усилителей и потенцирующих устройств и их свойства рассмотрены в лабораторной работе №5. Входные напряжения Ux и Uy подвергаются логарифмированию, и после суммирования в ОУ, потенцированию с изменением фазы выходного напряжения на π (суммарное напряжение U0 подается на инвертирующий вход ОУ). Это можно описать соотношениями (8.17) ln U 0 = k1 (lnU x + ln U y ) = k 2 ln(U x U y ) (8.18) U вых = k3 exp(lnU 0 ) = k3 U x U y Достоинством логарифмического АПС является широкий динамический диапазон входных сигналов (60 — 80 дБ), высокая точность перемножения (полная погрешность составляет не более 0,25%) и хорошая температурная стабильность. Однако, такие показатели достижимы лишь при полной идентичности усилителей и принятием дополнительных мер по снижению температурной зависимости их показателей. Заметное улучшение логарифмических АПС достигается применением специализированных ИМС, с включением в ее структуру компонентов регулировки режимов и температурной стабилизации. Важным недостатком логарифмических АПС является пропорциональность полосы пропускания усилителей амплитуде входных сигналов. Это объясняется тем, что при уменьшении входных токов резко снижается коэффициент петлевого усиления и увеличивается постоянная времени, что приводит к сужению полосы пропускания перемножителя. Рассмотренная структура одноквадрантного логарифмичекого АПС может быть применена лишь при одинаковой полярности входных сигналов. Путем усложнения структуры АПС можно построить двух- или четырехквадрантный перемножитель. 505 Аналоговые перемножители сигналов на диффренциальных транзисторных парах В настоящее время наибольшее распространение получили квазиперемножители, реализованные на ИМС, с применением диффренциальных транзисторных пар. В основу метода построения АПС положено использование экспоненциальных свойств транзисторов, когда изменение входного напряжения, приложенного к базам диффренциальных пар транзисторов вызывает пропорциональное изменение крутизны (передаточной динамической проводимости транзисторов). Метод переменной крутизны (переменной активной динамической проводимости) является одним из самых простых методов аналогового умножения. Основными достоинствами этого метода построения АПС являются: высокая точность (погрешность перемножения составляет 0,25 – 2 %), широкая полоса пропускания (до нескольких десятков мегагерц), простота реализации с применением специализированной ИМС. Аналоговым перемножителям на дифференциальных каскадах свойственна более низкая, по сравнению с логарифмическими АПС, температурная стабильность, что обусловлено зависимостью характеристик транзисторов от температуры. Температурные погрешности могут быть существенно снижены с применением подобранной пары интегральных транзисторов (дрейф погрешности перемножения может быть сведен к 0,01% /оС). Интегральная технология позволяет обеспечивать высокую повторяемость изготовления транзисторов, высокую идентичность их параметров и температурных режимов, что в свою очередь обеспечивает высокие показатели аналоговых перемножителей. Эмпирические зависимости коллекторных токов, представленные на рис.8.35, показывают, что в широком диапазоне значений коллекторных токов имеет Рис.8.35 место экспоненциальный закон изменения коллекторного тока от напряжения между базой и эмиттером I I к = I к0 еU бэ / ϕТ или U бэ = ϕТ ln к , (8.19) I к0 где Iк0 — обратный ток коллекторного перехода; φт = mkT/q – температурный потенциал, равный 26 мВ при 300 К (здесь q ≈ 1,6 ⋅ 1019 Кл – заряд электрона, Т — абсолютная температура, m – постоянная, примерно равная 1, k ≈ 1,38 ⋅ 10−23 Дж / Кл ⋅ Гц – постоянная Больцмана). Для интегрального p-n-p транзистора с боковой инжекцией наблюдается отклонение зависимости от экспоненциального закона. Объяснение этого явления можно получить, дополнив П – образную эквивалентную схему биполярного транзистора (схему Джиаколлетто, лаб. р-та №1[4], рис.1.16) диодом. Анод диода, включаемый параллельно эмиттерно-базовому переходу, должен быть соединен с эмиттером, а катод – с базой. С увеличением напряжения U бэ наблюдается рост коэффициент усиления тока коллектора, 506 вследствие увеличения эффективности эмиттера. Начиная с некоторого значения напряжения Б-Э (U бэ ≈ 575мВ, рис.8.34) , диод открывается, уменьшая напряжение (U п), управляющее источником тока и, соответственно, величину тока коллектора. Это приводит к уменьшению коэффициента усиления тока. Основой интегральных перемножителей с переменой крутизной является простейшая структура дифференциальной транзисторной пары (рис.8.36а) а) б) Рис.8.36 Фундаментальное уравнение p-n перехода для дифференциальной транзисторной пары exp(U x / ϕT ) λ + exp(U x / ϕT ) не зависит от тока эмиттера Iэ. Здесь Площадь эмиттера VT 2 I λ = э02 = , I э01 Площадь эмиттера VT 1 x= (8.20) (8.21) где Iэ01, Iэ02 – тепловые токи эмиттерных переходов транзисторов VT1, VT2. Отношение площадей эмиттерных переходов, представленное через напряжение смещения дифференциальной транзисторной пары U см = U бэ1 − U бэ 2 = ϕТ ln λ или λ = exp(U см / ϕТ ) (8.22) Подставив (8.22) в (8.24) можно определить токи коллекторов в дифференциальной транзисторной паре Iэ I к1 ≈ α 0 хI э = (8.23) 1 + exp(U x − U cм ) /ϕ Т ) I exp(U x − U см ) / ϕТ , (8.24) I к2 ≈ α 0 (1 − х) I э = э 1 + exp(U x − U cм ) /ϕ Т ) где α 0 - коэффициент усиления тока транзистора. При условии, что интегральные транзисторы идентичны и коэффициент усиления тока α 0 ≈ 1 и U см = 0 уравнения (8.23) и (8.24) представить в виде Iэ U (1 + th x ) 2 2ϕT I U I к2 ≈ э (1 − th x ) 2 2ϕT I к1 ≈ (8.25) (8.26) 507 Типичные передаточные характеристики (управляемой динамической проводимости, переменной крутизны) дифференциальной транзисторной пары для различных значений температуры приведены на рис.8.35б. Характер кривых показывает, что при малых входных воздействиях АПС обладают наименьшей погрешностью и искажениями при перемножении (линейная область). Увеличение входного уровня приводит к существенному возрастанию нелинейности перемножения АПС, причиной которой является влияние изгибов передаточной характеристики, искажающей форму сигнала. Увеличение температуры окружающей среды приводит к заметному сужению линейной области проходной характеристики. Различие величины площадей эмиттеров приводит к сдвигу семейства передаточных характеристик на величину U см без изменения их формы. Для повышения линейности перемножения и температурной стабильности дифференциальной транзисторной пары применяют схему источника фиксированного тока (рис.8.37), являющейся разновидностью генератора стабильного тока (лаб.р-та №3, рис.3.48). Рис.8.37 Генератор стабильного тока широко применяется в диффренциальных каскадах как источник постоянного тока для стабилизации режима или в качестве высокоомного динамического сопротивления нагрузки. Выставление положения исходной рабочей точки (ИРТ) с помощью генератора тока (Iб) обеспечивает равенство напряжений U бэ1 = U бэ2 (8.19) транзисторов VT1 и VT2 I I ϕT ln 1 = ϕT ln 2 , (8.27) I э01 I э02 откуда следует I I 2 = э02 I1 = λ I1 . (8.28) I э 01 Уравнение (8.28) показывает, что выходной ток ГСТ (Iвых) в этом случае пропорционален току I1 и не зависит от температуры внешней среды (формула не включает коэффициент ϕT — температурный потенциал). Выбором соотношения площадей эмиттеров транзисторов VT1 и VT2 можно обеспечить требуемый коэффициент усиления. При этом различие площадей эмиттеров не приводит к снижению линейности перемножения. Дифференциальный усилитель (рис.8.38), представляющий собой управляемый напряжением делитель тока является простейшим аналоговым перемножителем 508 Рис.8.38 При условии идентичности интегральных транзисторов коллекторные токи описываются соотношениями (8.25) и (8.26), а выходное напряжение диффренциального усилителя U (8.29) U z = − Rк ( I1 − I 2 ) = − Rк I y th x 2ϕT При малых входных сигналах (|Ux|<<2 ϕT ) выходное напряжение Uz (параметр Z) дифференциального усилителя равно произведению входного напряжения Ux (параметр Х) на управляющий ток Iy (параметр Y) R Z = k1 XY или U z = − к U x I y , (8.30) 2ϕТ R где k1 = − к – масштабный коэффициент перемножителя. 2ϕ Т Применение одиночного дифференциального каскада в качестве перемножителя обладает рядом недостатков: • ток не может быть отрицательным, т.е. перемножение происходит только в дух квадрантах (изменение знака возможно только у воздействия Ux); • перемножитель линеен только по отношению к сигналу Iy , по отношению к Ux – нелинеен (напряжение Ux не должно превышать несколько милливольт); • масштабный коэффициент k1 обладает функциональной зависимостью от абсолютной температуры Т. Четырехквадрантный перемножитель должен содержать (рис.8.39) три транзисторных дифференциальных пары (три дифференциальных каскада) 509 Рис.8.39 Дифференциальный каскад (ДК) на транзисторах VT5 и VT6 является генератором двух одинаковых по амплитуде и противофазных сигналов. Два других дифференциальных каскада на транзисторах VT1, VT2 и VT3, VT4 выполняют роль каскадов с регулируемым (ДК на транзисторах VT5 и VT6) коэффициентом передачи входного напряжения Uу. При отсутствии входного воздействия (Ux = Uу = 0) токи коллекторов в плечах любой дифференциальной пары одинаковы (I1 = I2 = I0/2) и выходное напряжение равно нулю (Uz = 0). Отличные от нуля входные напряжения (Ux ≠ 0 , Uу ≠ 0) приводят к перераспределению токов внутри каждой диффренциальной пары и токов, протекающих через резисторы Rк, и появлению выходного напряжения. При Ux>0 ток через транзистор VT5 получит положительное приращение Δi = g1U x , а ток транзистора VT6 – такое же отрицательное, где g1 – крутизна преобразования напряжения Ux в приращение тока Δi I1 = I 0 / 2 + g1U x ; I 2 = I 0 / 2 − g1U x (8.31) Через любой из транзисторов VT1 — VT4 в исходной рабочей точке протекает половина токов I1 и I2. Используя соотношения (8.25), (8.26), когда I1 = I к1 , а I2 = I к2 напряжение на выходе АПС определим соотношением [3] U z = − Rк ( I1 − I 2 ) = − Rк ( yxI 0 + (1 − y )(1 − x) I 0 − (8.32) − (1 − y ) xI 0 − y (1 − x) I 0 ) = − Rк I 0 (2 x − 1)(2 y − 1) U U 1 1 где x = (1 + th x ), y = (1 + th y ) . 2 2ϕT 2 2ϕT После упрощения получим U U (8.33) U z = − Rк I 0th x th y 2ϕT 2ϕT Для малых уровней входных напряжений (|Ux|, | Ux|<<2 ϕT ) напряжение на выходе АПС будет определяться произведением входных сигналов RI U z ≈ − к 0 U xU y (8.34) 2ϕT Как видно из выражений (8.33), (8.34) амплитуда выходного напряжения определяется не только амплитудами перемножаемых сигналов, но так же зависит от температуры окружающее среды ( ϕT = kT / q — температурный потенциал). Кроме того, линейная область передаточной характеристики, определяемая линейным характером функции ги510 перболического тангенса (8.33), сохраняется лишь при достаточно малых уровнях входного сигнала (Ux и Uу). Для достижения погрешности перемножения менее 1% амплитуды входных сигналов должны быть сравнимы с напряжением смещения нуля дифференциального усилителя. 8 Литература 1. Радиоприемные устройства: Учебник для вузов/ Н.Н.Фомин, Н.Н.Буга, О.В.Головин и др.; Под ред. Н.Н. Фомина. – М.: Горячая линия -Телеком, 2007. – 520 с. 2. Амелин М.А., Амелина С.А. Программа схемотехнического моделирования MicroCap8. М.: Горячая линия -Телеком, 2007. – 464 с. 3. Тимонтеев В.Н., Величко П.М., Ткаченко В.А. Аналоговые перемножители сигналов в радиоэлектронной аппаратуре. М.: Радио и связь, 1982. — 112 с. 4. Фриск В. В., Логвинов В. В. Основы теории цепей, основы схемотехники, радиоприемные устройства. Лабораторный практикум на персональном компьютере. – М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2008. – 608 с. 5. Павлов В.Г., Ногин В.Н. Схемотехника аналоговых электронных устройств. М.: Радио и связь, 1997. – 367 с. 6. Интегральные микросхемы: Справочник/ Б.В. Тарабрин, Л.Ф. Лунин и др.; Под ред Б.В. Тарабрина. – М.: Энергоатомиздат, 1985. – 528 с. 7. Разевиг В.Д. Применение программ P-CAD и PSpiсe для схемотехнического моделирования на ПЭВМ, в 4-х вып. М.: Радио и связь, 1992. 8.Транзисторы для аппаратуры широкого применения: Справочник/ К.М.Брежнева, Е.И.Гантман, Т.И. Давыдова и др.: Под ред. Е.Л. Перельмана. – М.: РиС,1992. – 652 с. 9 . Микроэлектронные аналоговые и аналого-дискретные устройства приема и обработки сигналов: уч. пособие для вузов/ Е.А.Богатырев; под ред. С.М.Смольского. – Издательский дом МЭИ, 2007.-264 с. Приложение U вх =10 мВ, U оп = 10 мВ, I 0 =116 мкА, φТ = 26 мВ. 511 Лабораторная работа № 10 ИССЛЕДОВАНИЕ СВОЙСТВ СИСТЕМ АВТОМАТИЧЕСКОГО РЕГУЛИРОВАНИЯ УСИЛЕНИЯ РАДИОТРАКТА 1 Цель работы Изучить различные способы построения систем регулирования усиления, применяемые при реализации узлов радиоприемника по дискретной и интегральной технологии; исследовать эффективность автоматического регулирования усиления изменением режима работы для различных положений исходной рабочей точки биполярного транзистора, а также – путем изменения глубины отрицательной обратной связи в усилительном каскаде и управляемого шунтирования нагрузки. 2 Задание 2.1 Задание для самостоятельной подготовки 2.1.1 Изучить основные положения курса «Радиоприемные устройства» [1] стр.233-243, 380 – 383 о способах реализации систем автоматического регулирования усиления и основных соотношения, определяющих их свойства (раздел 8 лабораторного описания). 2.2.2 Рассчитать постоянную времени τф фильтра низкой частоты режимной АРУ, считая допустимым уменьшение до m2 = 0,7 глубины модуляции выходного сигнала, при действии на входе радиотракта АМ – сигнала с частотой огибающей F = 1000 Гц и глубиной модуляции m1 = 0,9. 2.2 Экспериментальная часть А) Исследование схемы режимной АРУ 2.2.1 Сборка вспомогательной схемы для выбора режима работы транзистора регулируемого каскада. 2.2.2 Расчет статической проходной характеристики и нагрузочной прямой для выбранного режима работы транзистора. 2.2.3 Сборка принципиальной схемы двухкаскадного усилителя, охваченного АРУ и обеспечение выбранных режимов транзисторов по постоянному току. 2.2.4 Настройка в резонанс контуров усилителей. 2.2.5 Амплитудная характеристика регулируемого усилителя. 2.2.6 Исследование свойств усилителя с обратной АРУ во временной области при воздействии АМ – сигнала. 2.2.7 Анализ эффективности системы обратной АРУ для оптимального режима усиления. 512 Б) Исследование схемы автоматического регулирования усиления изменением глубины отрицательной обратной связи 2.2.1 Сборка принципиальной схемы усилителя с регулированием коэффициента усиления изменением глубины ООС. 2.2.2 Настройка контура детектора системы АРУ на промежуточную частоту. 2.2.3 Расчет амплитудной характеристики регулируемого усилителя. 2.2.4 Расчет регулировочной характеристики и коэффициента гармоник. 2.2.5 Расчет коэффициента гармоник на выходе детектора УНЧ. С) Исследование схемы автоматического регулирования усиления изменением глубины ООС и шунтированием нагрузки каскада 2.2.1 Сборка принципиальной схемы усилителя с регулированием коэффициента усиления изменением глубины ООС и шунтированием нагрузки каскада. 2.2.2 Настройка контура детектора системы АРУ на промежуточную частоту. 2.2.3 Исследование свойств системы АРУ во временной области. 2.2.4 Исследование влияния на эффективность АРУ компонентов схемы. 2.2.5 Влияние системы АРУ на параметры усиливаемого АМ сигнала. Примечание: исследование схем, реализующих различные принципы управления усилением каскада (усилителя), может быть проведено независимо, как отдельная лабораторная работа. 3 Описание принципиальной схемы усилителя А) Регулирование усиления радиотракта приемника изменением режима работы активного элемента регулируемого каскада Принципиальная схема части радиотракта (например, тракта промежуточной частоты), реализованная с использованием резонансных усилителей приведена на рис.10.1. Рис.10.1 Двухкаскадный резонансный усилитель выполнен на биполярных транзисторах (БТ), КТ316Д включенных по схеме с общим эмиттером (ОЭ), и трансформаторной связью между каскадами, а так же источником сигнала (V1) и нагрузкой (детектором). Все компоненты принципиальной схемы выполнены с использованием их условно-графического 513 обозначения, принятого в системе схемотехнического моделирования MicroCap9. Внешний вид используемых компонентов приведен к обозначениям, принятым в Европе и Российской Федерации. Компоненты К1, К2 и т.д. указывают на существование взаимной индукции между соответствующими катушками индуктивности (L1, L2 и др.). Напряжение смещения в базовой цепи транзистора первого каскада Q1 обеспечивается с помощью делителя напряжения (R2,R3 – схема питания фиксированным напряжением на базе). Эмиттер транзистора Q1 подключен к общей шине («земле») для облегчения режима регулирования (изменения напряжения смещения между базой и эмиттером). Колебательный контур в коллекторной цепи, кроме реактивных компонентов (C2,L3), содержит резистор R4, отражающий наличие потерь в контуре. В реальной схеме они обусловлены в основном индуктивностью и определяют конструктивную добротность колебательного контура, а R4 – сопротивление не нагруженного колебательного контура на резонансной частоте. Диодный амплитудный детектор, реализованный на диоде Д9В, выполняет одновременно функцию детектора сигнала и детектора АРУ. Напряжение сигнала, снимаемое с диода, подается через потенциометр (Х1) на вход усилителя низкой частоты (моделирует резистор R12). Через фильтр С5, R8 медленно-изменяющееся напряжение подается на вход первого каскада усилителя. Второй каскад на транзисторе Q2, реализованный по идентичной схеме, содержит в цепи эмиттера цепочку температурной стабилизации (С7, R9). Резистор R9 создает отрицательную обратную связь (ООС) по постоянному току, обеспечивая постоянство положения исходной рабочей точки транзистора при медленном изменении внешних параметров (температуры, напряжения источника питания, старение транзистора и др.). Конденсатор С7 исключает возникновение ООС по переменному току в области рабочих частот, обеспечивая, тем самым, высокий коэффициент усиления [1,3]. Конденсаторы С4, С5, шунтирующие резисторы R7 и R3, соответственно, снижают потери входного сигнала, подключая вторичную обмотку трансформаторов (L4, L2), непосредственно между базой и эмиттером транзисторов Q2 и Q1. Цепочка R5,C3 является межкаскадным развязывающим фильтром, одновременно обеспечивая режим по постоянному току транзистора Q1. 4 Методические указания по выполнению работы 4.1 Машинное моделирование Загрузка принципиальной схемы усилителя Перед выполнении п.2.2.1. следует загрузить систему схемотехнического проектирования МС9 и вызвать в главное окно (рис.10.2) принципиальную схему усилителя (рис.10.1), находящегося в файле VАРУреЖ.CIR. 514 Рис.10.2 (v10.2.1) основного меню (рис.10.2), в выпаДля этого необходимо выбрать режим дающем окне выбрать файл C:\MC9DEMO\data\VАРУреЖ.10.1.CIR, вызвав его в основное окно редактора (рис.10.3). Рис.10.3 При отсутствии в списке указанного файла необходимо обратиться к схемному файлу, нажав на пиктограмму (v10.2.2), в окне схем. В диалоговом окне (v10.2.3) (v10.2.4) и, открыв ее, отыскать файл VАРУреЖ.CIR. обратиться к папке В окне схем указаны основные команды и вспомогательные пиктограммы, позволяющие “ собирать” принципиальные или эквивалентные схемы устройств, для последующего анализа по постоянному току, во временной или частотной области и др. Возможности системы схемотехнического моделирования МС9, реализованные в МС8, и, подробно описанные в [2], расширены, дополнены примерами анализа аналоговых и цифровых схем 515 и в некоторых случаях применена другая форма представления моделей компонентов. Например, библиотека диодов, транзисторов, ОУ в отличие от МС8 теперь сформирована (v10.2.5) в папке (v10.2.6). в текстовом файле После загрузки файла C:\MC9DEMO\data\VАРУреЖ.CIR, в центральном окне редактора должна появиться (рис.10.4) принципиальная схема двухкаскадного усилителя (если она была ранее записана в эту папку). Рис.10.4 Следует убедиться в соответствии параметров компонентов вызванной схемы и, приведенных в описании. Если полученные методические материалы не содержат дискету с файлом принципиальной схемы усилителя, то ее следует ввести самостоятельно, выбрав режим FILE в меню главного окна (рис.10.2), которое представлено командами: File, Edit, Components, Windows, Options, Analysis , Help. Меню File служит для загрузки, создания и сохранения файлов схем, библиотек математических моделей компонентов схем и для вывода схем на принтер. При этом программа автоматически присваивает окну схем некоторый текущий номер (например, circuit2.CIR). Меню Edit служит для создания электрических схем, их редактирования, а также редактирования символов компонентов схем. Команда Components главного меню используется для добавления в создаваемую или редактируемую схему компонентов, в дополнение к содержащимся в каталоге МС9 (каталог содержит более 100 аналоговых и цифровых компонентов). Каталог команды Components можно редактировать, создавая новые разделы иерархии и вводить в них новые компоненты (например, транзисторы отечественного производства). 516 Меню команды Windows позволяет манипулировать открытыми окнами, обеспечивая доступ к редакторам МС9 и калькулятору. Меню Options используется для настройки параметров программы. Меню Analysis предлагает виды анализа введенной принципиальной схемы. Меню Help позволяет обратиться к встроенному файлу помощи и оценить, на предлагаемых примерах, возможности программы. В окне схем (рис.10.4) содержится, кроме принципиальной схемы усилителя со схемой обратной АРУ, вспомогательная схема, позволяющая выбирать положение исходной РТ каждого транзистора в соответствии с выбранными условиями. При отсутствии в методическом материале диска с файлами лабораторных работ необходимо исследуемые схемы ввести самостоятельно. 4.1.1 Сборка вспомогательной схемы для выбора режима работы транзистора регулируемого каскада Ввод транзисторов Для этого, находясь в окне схем, ввести условно-графическое обозначение (УГО) транзистора, нажав левой кнопкой мыши на пиктограмму транзистора (v10.2.7) в строке основных компонентов. Удерживая нажатой кнопку мыши, поместите УГО транзистора в середине экрана монитора. Перемещение компонента производится при нажатой левой кнопке, а при необходимости изменить положение компонента, щелкают правой кнопкой при нажатой левой кнопке. При отпускании левой кнопки местоположение компонента фиксируется и в левом окне ниспадающего меню NPN:NPN Transistor (рис.10.5) и рамке (v10.2.8) появляется название компонента и предложение присвоить ему позиционное обозначение (например, Q4) с возможностью указывать его на принципиальной схеме. Перечень внешних параметров модели транзи(v10.2.9) стора перечислены в левом окне подменю Рис.10.5 Рис.10.6 PART – позиционное обозначение компонента (Q4), VALUE — характеристика, определяющая его активный режим (может пропускаться), MODEL – используемый транзистор – KТ316Д (модель транзистора выбирается с помощью линейки прокрутки в левом окне, если она содержится в библиотеке (v10.2.10)). Можно так же вводить другие атрибуты модели транзистора: FREQ – информацию о законе изменения сопротивления при изменении частоты (FREQ, используется при анализе только в частотной области). 517 MODEL — ввести дополнительное нестандартное обозначение компонента (например, RMODEL), COST – коэффициент, отражающий стоимость резистора из общей стоимости узла (схемы, устройства). POWER — указать, какая часть мощности (например, 0,7) рассеивается на компоненте, от общей мощности, потребляемой узлом, в соответствие с документом на разработку устройства (техническим заданием), SHAPEGROUP – указывать массив условно графических обозначений (УГО), к которому принадлежит компонент (обычно принимается по умолчанию) и PACKADE — тип корпуса, из ранее введенного списка корпусов (типо-размеров). Последние из указанных параметров обычно используются в программе PCAD при разработке топологии печатной платы и оценке стоимости устройства (если это предполагается в задании). Подтверждением окончания ввода любого компонента является нажатие кнопки OK. Если какие-либо сведения введены неверно, то нажатие кнопки Cancel ,отменяет всю введенную информацию о компоненте. (v10.2.9) можно так же, находясь в окне Войти в подменю схем и последовательно выполнив (рис.10.6) команды: Component→ Analog Primitives→ Analog Devices → NPN. Если параметры транзистора были ранее введены в библиотеку, то программа обращается к файлу (v10.2.11) и они высвечиваются в окнах параметров транзистора. При отсутствии в списке, предлагаемом в активированном окне справа, транзистора KТ316Д, параметры модели [4] необходимо ввести в подсвеченных окнах (v10.2.11), вместо параметров, представленных в окнах, предварительно нажав кнопку New (рис.10.5) и введя название модели: .MODEL KT316D NPN (BF=136.5 BR=0.6577 CJC=4.089p CJE=1.16p IKF=97.23m IKR=120m EG=1.11 FC=0.5 IS=2.753f ISC=15.5p ISE=12.8p ITF=151m NE=2.496 RB=70.6 RBM=70.6 RC=8.35 TF=78.97p NC=2 MJC=0.33 MJE=0.33 TR=27.84n VAF=96 VAR=55 VJC=650m VJE=690m VTF=25 XTB=1.5 XTI=3 XTF=2). Эту же процедуру ввода параметров модели транзистора можно осуществить выбрав за(v10.2.12) в окне схем (рис.10.2). кладку Другие активированные кнопки подменю NPN:NPN Transistor позволяют: (v10.2.13) — изменять размеры, цвет и шрифт комментариев, при описании атрибутов компонента (обычно применяется по умолчанию), (v10.2.14) — добавлять к перечню характеристик компонента (PART, RESISTANCE и др.) дополнительные характеристики по желанию пользователя, (v10.2.15) — удалять любую из приведенных характеристик (активируется при размещении курсора не какую-либо строку характеристик в окне компонента), (v10.2.16) — отображать в диалоговом режиме способ получения заданного значения ,например, величины сопротивления резистора (принимается по умолчанию). (v10.2.17) — выводить на экран монитора УГО компонента, (v10.2.18) — переход в файл помощи (комментарии к описанию компонентов и (v10.2.9)). их характеристик в подменю (v10.2.19) — переход в главное меню файла помощи, 518 (v10.2.20) — отображать в открывающемся диалоговом окне возможность получения выбранной величины, например, величины сопротивления резистора, как эталонного. Строка (v10.2.21) реа(v10.2.22), мощнолизует возможность вывода на экран дисплея значений токов (v10.2.23) и условий (температуры) (v10.2.24), при которых они постей (v10.2.25), выводимых лучены. При этом можно корректировать цвета надписей на экран. Выбор других режимов, нажатием левой кнопкой мыши в соответствующем ок(v10.2.26), присваивать им не, позволит помечать точками концы компонента (v10.2.27) или номера (v10.2.28). названия Активизация (по умолчанию) режима (v10.2.29) — реализует возможность включения в процесс моделирования выбранного компонента, (v10.2.30) — обеспечивает подсветку компонента. Ввод источник тока Для построения проходной характеристики в базовую цепь транзистора вспомогательной схемы (рис.10.4) включаем источник тока I1, последовательно выбирая в окне схем команды (рис.10.7). Параметры источника тока указываются на закладке None (рис.10.8). Рис.10.7 Рис.10.8 Задаваемыми величинами являются: -(v10.2.31) величина постоянной составляющей, используемой при анализе схемы по постоянному току, (v10.2.32)- модуль амплитуды гармонического сигнала, применяемого при анализе в частотной области, (v10.2.33)- фаза гармонического сигнала (в градусах), применяемого при анализе в частотной области. Ввод источника ЭДС Аналогичным образом задаются (рис.10.10) параметры источника ЭДС, включаемого в коллекторную цепь транзистора Q1 (рис.10.4) 519 Рис.10.9 Рис.10.10 Выбранный источник ЭДС (рис.10.9) может обладать различными свойствами; создавать постоянное напряжения (None, рис.10.10), импульсное (Pulse) и другой формы, на своих выводах. Заданные значения DC, AC magnitude, AC phase источников (тока и напряжения) указаны на принципиальной схеме (рис.10.4) и в подменю (v10.2.34) (рис.10.10). Ввод соединительной линии Для соединения коллектора транзистора с источником ЭДС вводим проводник, выби(v10.2.35) (Wire — провод) на нижней строке окна схем (рис.10.2). рая пиктограмму Подводя курсор к точке начала соединения, нажимаем его и, удерживая в нажатом состоянии, прочерчиваем соединительную линию до места подключения другого компонента. Анализ свойств вспомогательной схемы по постоянному току Вхождение в режим анализа вспомогательной схемы (рис.10.11) происходит после нажатия кнопки (рис.10.12). (v10.2.36) в подменю Рис.10.11 (v10.2.37) Рис.10.12 520 (v10.2.37)позволяют: Кнопки в верхнем ряду подменю (v10.2.36)- перейти в режим анализа схемы по постоянному току, (v10.2.14)- увеличить число графиков, выводимых на экран монитора, (v10.2.15)- удалять какой-либо график, из числа выводимых на экран, (v10.2.38)- увеличивать объем информации о переменной, выводимой на экран, (v10.2.39)- перейти в режим варьирования величиной компонента, параметров модели, температуры, индексов компонента и др., (v10.2.40) — изменять условия интегрирования (пределы интегрирования, шаг интегрирования, точность вычислений и др.), (v10.2.41) — обращаться к файлу помощи. (v10.2.42) указываются варьируемые переменные (v10.2.43), В рамке (v10.2.44), способ изменения (v10.2.45) каждой из них (автоматический, линейный, логарифмический или в соответствии со списком). В качестве изменяемой пере(v10.2.43) выбирается (v10.2.46) — источник тока в базе транзистора менной (v10.2.47) пределов измес указанием наибольшего и наименьшего значений нения. Эта переменная обычно откладывается по оси абсцисс. Напряжение источника ЭДС (V1, рис.10.4) – напряжение между коллектором и эмиттером (рис.10.12) выбрано 5 В – не изменяемое по величине. (v10.2.48) указывается закон (v10.2.49) изменения температуры В рамке (линейный, логарифмический, в соответствии со списком). Размещение в окне (v10.2.50) всего одного значения автоматически отменяет введенные методы изменения температуры и программа проводит анализ для фиксированной температуры (v10.2.51) Со. (v10.2.52) указывается число точек выводимых на печать, если В рамке это предусмотрено экспериментом (в этом случае активизируется пиктограмма (v10.2.53) в соответствующей строке). (v10.2.54) указывается (в процентах) максимальная скорость В рамке (v10.2.43) при автоматическом измеизменения первой варьируемой переменной (v10.2.55) . нении шага Программа предусматривает различные варианты обработки полученных результатов (v10.2.56) : (v10.2.57) — в этом случае результаты анализа выводятся на экран монитора и в последующем не сохраняются, (v10.2.58) — проводится моделирование и результаты сохраняются в двоичном файле CIRCUITNAME.DSA, (v10.2.59) — выводятся на экран монитора ранее сохраненные в файле CIRCUITNAME.DSA результаты моделирования и представляются как результаты проделанного анализа. (v10.2.60) обеспечивает автоматический выбор Метка в окошке масштабов для всех выводимых на экран монитора кривых при каждом нажатии на кноп(v10.2.36). (v10.2.61)позволяет выводить на экран одновременно Метка в окошке результаты (кривые) очередного и предыдущего моделирования. ку (v10.2.37) описываются способы В нижней части подменю отображения результатов моделирования. Пиктограммы: 521 (v10.2.62)- отображают закон изменения шкалы (линейный) по оси абсцисс и ординат (нажатием на пиктограмму можно изменить закон на логарифмический), (v10.2.63)- определяет цвет кривой, выводимой на экран, (v10.2.53)- указывает (в активном состоянии) на вывод результатов моделирова)(v10.2.63a), ния на печать (число выводимых точек задается в рамке Названия, размещенные над каждой колонкой таблицы, отражают: (v10.2.64)- указание на страницу, где содержатся результаты моделирования, (v10.2.65) (Plot) — порядковый номер графика, (v10.2.66)- выражение, описывающее переменную, откладываемую по оси абсцисс, (v10.2.67)- выражение, описывающее переменную, откладываемую по оси ординат, (v10.2.68)- формат для переменной, откладываемой по оси абсцисс (максимальное значение, минимальное значение, шаг сетки), -(v10.2.69) формат для переменной, откладываемой по оси ординат (максимальное значение, минимальное значение, шаг сетки). 4.2.2 Расчет для вспомогательной схемы статической проходной характеристики и нагрузочной прямой 4.2.2.1 Расчет проходной характеристики Для условий анализа и формы представления результатов, описанных в подменю (v10.2.37) (рис.10.12), на экран монитора будут выводиться проходная характеристика и ее первая и вторая производные (рис.10.13). Рис.10.13 522 Представленные кривые получены для значений коллекторных (базовых) токов транзистора, соответствующих практически используемым рабочим режимам, обеспечивающим положение исходной рабочей точки в активной области ВАХ. Положение рабочей точки, в середине линейного участка характеристики крутизны (рис.10.14) транзистора, примерно совпадает с режимом измерения параметров транзисторов[5]. Рис.10.14 Подбором сопротивлений делителя в базовой цепи транзистора Q3 (рис.10.1) обеспечим положение исходной рабочей точки в середине линейного участка характеристики крутизны, а для транзистора Q2 – режим, соответствующий току коллектора примерно Iк01 = 1,5 мА. Как видно из принципиальной схемы (рис.10.15) нагрузкой по постоянному току транзистора Q2 является резистор R5 = 5,1 кОм. 523 Рис.10.15 4.2.2.2 Нагрузочная прямая для вспомогательной схемы Для построения нагрузочной прямой по постоянному току введем в коллекторную цепь транзистора вспомогательной схемы резистор, равный по величине нагрузке первого каскада (на транзисторе Q2) по постоянному току (R5 = 5,1 кОм). Ввод резисторов Для изменения вспомогательной принципиальной схемы необходимо в начале удалить соединительную линию в коллекторной цепи транзистора Q1. Для этого, находясь в окне схем, входим в режим редактирования (выбор режима (v10.2.70) ). Подводя курсор к удаляемому компоненту, нажимаем левую кнопку мыши. При этом обычно зеленым цветом окрашивается компонент, подлежащий удалению; выбирая на строке инструментов (v10.2.71), удаляем отрезок соединительной активизированное обозначение ножниц линии. Для включения во вспомогательную схему резистора выбираем с помощью курсора УГО резистора (v10.2.72) на строке основных компонентов (рис.10.2) нажатием левой кнопки мыши. Перемещение компонента на экране производится при нажатой левой кнопке, а при необходимости изменить положение компонента, щелкают правой кнопкой при нажатой левой кнопке. При отпускании левой кнопки местоположение компонента фиксируется и в окне схем появляется подменю 524 (v10.2.74) (рис.10.16). Вход в подменю возможен также при выполнении команд (рис10.17), находясь в окне схем. Рис.10.16 рис.10.17 Подменю резистора по описанию модели резистора и функциональным возможностям практически ничем не отличается от описанного ранее подменю транзистора. Особенности проявляются в содержании левого окна подменю: PART — предлагаемое позиционное обозначение может быть изменено на любое другое при активизации указанной строки левой кнопкой мыши. RESISTANCE — величина компонента или его величина и температурный коэффициент (ТС) изменения сопротивления в модели резистора при изменении температуры. Присвоенное компоненту название, позиционное обозначение и др. и величина будут изображаться в главном окне при вводе принципиальной схемы, если соответствующий параметр будет помечен галочкой SHOW в рамке Name или Value , соответственно. При вводе значения параметров допускается использование масштабных коэффициентов: Значение Префикс Степ.форма 6 10 MEG 10E+6 3 10 K 10E+3 -3 10 M 10E-3 -6 10 U 10E-6 -9 10 N 10E-9 -12 10 P 10E-12 -15 10 F 10E-15 Масштабный коэффициент может содержать и другие дополнительные символы, которые программа игнорирует. То есть величина емкости в 5 пФ может быть введена: 5 PF или 5 Р или 5Е-12. Дробные значения, например сопротивления 4,3 кОм, задаются как 4.3к. (v10.2.74) (рис.10.16) так же можно В ниспадающем меню FREQ – вводить информацию о законе изменения сопротивления при изменении частоты (FREQ, используется при анализе только в частотной области). MODEL — ввести дополнительное нестандартное обозначение компонента (например, RMODEL), COST – коэффициент, отражающий стоимость резистора из общей стоимости узла (схемы, устройства). POWER — указать, какая часть мощности (например, 0,7) рассеивается на компоненте, от общей мощности, потребляемой узлом, в соответствие с документом на разработку устройства (техническим заданием), 525 SHAPEGROUP – указывать массив условно графических обозначений (УГО), к которому принадлежит компонент (обычно принимается по умолчанию) и PACKADE — тип корпуса, из ранее введенного списка корпусов (типо-размеров). Последние из указанных параметров обычно используются в программе PCAD при разработке топологии печатной платы и оценке стоимости устройства (если это предполагается в задании). Подтверждением окончания ввода любого компонента является нажатие кнопки OK. Если какие-либо сведения введены неверно, то нажатие кнопки Cancel ,отменяет всю введенную информацию о компоненте. Для вспомогательной схемы (рис.10.15) рассчитаем динамическую нагрузочную прямую по постоянному току (рис.10.18) для транзистора Q1, задав условия анализа в подменю (v10.2.37) (рис.10.18). Рис.10.18 Полученное значение Iк01 ≈ 1,5 мА при U кэ01 ≈ 3,9 В должно быть обеспечено подбором компонентов принципиальной схемы первого (на транзисторе Q2) каскада (Iк02 ≈ 1,5 мА при U кэ02 ≈ 3,9 В) с регулируемым усилением усилителя, охваченного системой АРУ. Примечание: программа не строит нагрузочную прямую. Она виртуальна. Ее можно провести, соединив концы статических выходных зависимостей, используя пиктограмму (v10.2.75) в окне результатов. Для второго каскада усилителя (на транзисторе Q3) рабочую точку выбираем на середине линейного участка характеристики крутизны транзистора (рис.10.19, Iк03 ≈ 8,7 мА при U кэ03 ≈ 6 В) 526 Рис.10.19 Условия анализа определены в подменю (рис.10.19). (v10.2.37) 4.2.3 Сборка принципиальной схемы двухкаскадного усилителя, охваченного АРУ Ввод конденсаторов Используя методику, описанную при вводе вспомогательной схемы, введем, кроме транзисторов и резисторов, конденсаторы, используя подменю (v10.2.76), обладающее такими же функциональными возможностями, как и подменю (v10.2.74). Дополнительной функцией при описании модели конденсатора является возможность, при необходимости, вводить аналитическое описание зависимости заряда на конденсаторе (v10.2.77) от приложенного к нему напряжения. Ввод модели индуктивности Применением индуктивной межкаскадной связи в усилителе (рис.10.1) требует, кроме описания PSpice модели индуктивности (рис.10.20), описания особенностей применяемых трансформаторов (рис.10.22). Ввод индуктивности осуществляется нажатием на пиктограмму (v10.2.78) в строке основных компонентов окна схем (рис.10.2). При отпускании левой кнопки мыши программа фиксирует положение катушки индуктивности и переходит в режим ввода параметров модели. 527 а) б) Рис.10.20 (v10.2.79): присвоение имени очеОсновные характеристики подменю редному пункту описания модели, величина или аналитическое выражение, отражающее особенности модели и представление УГО на экране монитора, в том числе и назначение большинства кнопок, аналогичны описанным ранее в других подменю (например, (v10.2.74)) . Основных характеристики модели: (v10.2.81) — позиционное обозначение модели, (v10.2.82) — величина или выражение для вычисления индуктивности, а также (возможно) начальные условия, (v10.2.83) — аналитическое выражение для вычисления магнитного потока через индуктивность, 528 (v10.2.84) — описание частотной зависимости индуктивности (аналитическое выражение), используемое только при частотном анализе, (v10.2.85) — дополнительное (не обязательно использовать) имя, присваиваемое модели, (v10.2.86) — коэффициент (величина) стоимости, (v10.2.87) — потребляемая мощность, от общей мощности, потребляемой узлом, (v10.2.88) — тип корпуса. Функциональное назначение кнопок, аналогично описанному ранее в подменю (v10.2.74). Активизация (по умолчанию) режима: (v10.2.29) — реализует возможность включения в процесс моделирования выбранного компонента, (v10.2.30) — обеспечивает подсветку компонента при редактировании. (v10.2.85) какого-либо названия (кнопка (v10.2.89) При вводе в строке нажата) появляется возможность использовать модель индуктивности, учитывающей: па(v10.2.89a), включаемую параллельно; разитную емкость катушки индуктивности (v10.2.89b) — линейная составляющая аппроксимирующего полинома, определяюще(v10.2.89c) — квадратичную и го зависимость индуктивности от протекающего тока, т.д. Подробные сведения о значении соответствующих параметров можно обнаружить в файле (v10.2.41) . Ввод модели трансформатора Сведения о свойствах трансформатора, величине связи между катушками вводятся в подменю (v10.2.90) (рис.10.22) при последовательном (рис.10.21) выполнении команд в окне схем. Нажатие левой кнопки мыши на подсвечен(v10.2.91)на закладке пассивных компонентов ную строку (v10.2.93), а (v10.2.92)заменяет изображение курсора на УГО трансформатора после установки его в произвольное место схемы, программа переходит в режим ввода параметров модели трансформатора. Рис.10.21 Рис.10.22 Назначение основных команд вверху и кнопок в нижней части подменю (v10.2.90) сходно с функциями, описанными ранее для моделей резисторов, конденсаторов. Особенности проявляются при описании в левом окне: (v10.2.93а)индуктивностей, обладающих взаимоиндукцией (вводятся через пробел), 529 (v10.2.93b) — величина коэффициента связи, (v10.2.85)- название модели, учитывающей наличие магнитного сердечника в трансформаторе, обладающего гистерезисом (модель Джилса и Атертона). Возможен выбор из числа приведенных в правом окне подменю. При использовании других моделей для описания свойств сердечника вводят сведения о: (v10.2.94)- параметр формы безгистерезисной кривой намагниченности, (v10.2.94а)- площадь поперечного сечения магнитопровода, (v10.2.95) — постоянная упругого смещения доменных границ, (v10.2.96)- ширина воздушного зазора, (v10.2.97)- постоянная подвижности доменов, (v10.2.98)- намагниченность насыщения, (v10.2.99) — средняя длина магнитопровода. Пaраметры AREA, PATH, GAP определяются геометрическими размерами сердечника, а остальные — свойствами ферромагнетика. В процессе моделирования двухкаскадного усилителя, охваченного системой АРУ, ограничимся применением трансформатора без сердечника. Ввод модели диода Схема амплитудного детектора содержит диод, параметры модели которого, вводятся (v10.3.1) , расположенной в строке оспри активизации пиктограммы УГО диода новных компонентов окна схем (рис.10.2). Размещение диода в принципиальной схеме усилителя происходит при нажатой левой кнопке мыши, а при ее отпускании положение диода фиксируется, и программа переходит в подменю Рис.10.23 (v10.3.2) (рис.10.23). Рис.10.24 Назначение основных команд вверху и кнопок в нижней части подменю (v10.3.2) сходно с функциями, описанными ранее для моделей резисторов, конденсаторов. Если модель диода содержится в библиотеке компонентов, то название диода можно найти в левом окне подменю, пользуясь линейкой прокрутки. Нажатием на кнопку (v10.2.17)можно получить изображение прямой ветви ВАХ диода (рис.10.24). При отсутствии в библиотеке модели диода Д9V (Д9В), ее необходимо ввести, нажав кнопку (v10.2.89), при активированной строке 530 (v10.2.85), заменив параметры моде- ли диода в окнах (v10.2.11). Параметры модели будут сохранены на весь период работы с программой. Ввод потенциометра Для ввода макромодели потенциометра (переменного резистора), находясь в окне схем, необходимо последовательно (рис.10.25) выполнить Рис.10.25 Нажатие на левую кнопку мыши, заменяет курсор на изображение потенциометра, перемещающегося в главном окне. Разместив потенциометр в главном окне, периодическим нажатием правой кнопки мыши можно его вращать, выбирая необходимое положение выводов. При отпускании левой кнопки положение потенциометра фиксируется и на подменю (рис.10.26) задаются параметры макромодели потенциометра. Рис.10.26 Макромодель потенциометра размещена в библиотеке (v10.3.3) и описывается как компонент, обладающий тремя выводами (PINA, PINB, PINC, рис.10.27), формат описания 531 Рис.10.27 содержит • Атрибут Part:<имя> (например, X9 как на рис.9.41) • Атрибут NAME <имя SPISE-подсхемы> (POT MACRO) (POT MAC) • Атрибут FILE[<имя файла>] • Атрибут PARAMS:[<<имя параметра>=<значение параметра>>] .PARAMETR(POTSIZE= 10k,PERCENT=50) Пользователь, при вводе атрибутов потенциометра в подменю (рис.10.25) стандартного вида, с описанным ранее назначением функциональных и активных кнопок, корректирует в окне описания только строки: (v10.3.4), указывающей полное значение резистора (между выводами PINA, PINС), (v10.3.5)- значение величины параметра POTSIZE в процентах между выводами PINA, PINB. Остальные строки присваиваются программой: (v10.3.6)-позиционное обозначение, -(v10.3.7) наименование файла, где размещена макромодель потенциометра, (v10.3.8) — (по умолчанию) массив условно графических обозначений компонентов, содержащий описание потенциометра. В строках могут быть указаны: (v10.3.9) — тип корпуса потенциометра, (v10.3.10) — стоимость потенциометра, (v10.3.11) — рассеиваемая потенциометром мощность. Ввод генератора гармонических колебаний Параметры генератора гармонических сигналов вводятся при выполнении команд (рис.10.28): 532 Рис.10.28 Рис.10.29 При отпускании левой кнопки мыши положение УГО генератора фиксируется и программа переходит режим задания параметров генератора (рис.10.29). Подменю (v10.3.12) обладает стандартной формой и возможностями, свойственными другим компонентам, и, описанными ранее, например, в подменю (v10.2.74). Особенности задания параметров генератора проявляются при активизации (v10.2.85), когда необходимо выбрать генератор или из перечня, представстроки ленного в левом окне подменю, или ввести новые. В этом случае, при нажатии кнопки (v10.3.13) название создаваемого генератора, файла библиотеки (v10.2.11) заменяются представленные значения параметров, на требуемые. Вводимые параметры описывают: (v10.3.14) амплитуда напряжения генератора [B]. Устанавливаемое значение учитывается лишь при анализе во временной области, а в частотной (АС) – всегда выбирается значение амплитуды, равное 1 В. (v10.3.15) — величина постоянной составляющей напряжения источника сигнала [B], (v10.3.16) — значение частоты сигнала [Гц], (v10.3.17) — начальная фаза напряжения источника сигнала [рад], (v10.3.18) — период повторения; временной интервал [c], задаваемый при использовании источника с конечным временем существования (не идеальный источник сигнала), (v10.3.19) — внутренне сопротивление источника сигнала [Ом], (v10.3.20) — постоянная времени экспоненты [c], определяющая скорость уменьшения амплитуды источника сигнала (не идеальный источник сигнала). Введенные параметры генератора автоматически сохраняются при сохранении файла исследуемой схемы. Завершив ввод компонентов принципиальной схемы усилителя, охваченного АРУ, проверяют соответствие положения исходных рабочих точек транзисторов, выбранным (Iк01 = 1,5 мА, U кэ01 = 3,9 В – для транзистора Q1 и Iк02 ≈ 9 мА, U кэ02 ≈ 6 В — для Q2). Для этого, находясь в окне схем, последовательно выполним: Analysis→ Dynamic DC…→ Dynamic DC Limits → OK. Результат анализа с указанием напряжений в узлах схемы приведен на рис.10.30. а (v10.2.89) вводится в окошке в окошках 533 Рис.10.30 Значения напряжений в ветвях получают, находясь в окне схем, нажатием на пиктограмму (v10.3.21) (Currents, рис.10.31) 534 Рис.10.31 Убеждаемся, что значения напряжений в узлах и токов в ветвях соответствуют выбранным значениям с точностью ≈ 10%. Примечание: для правильно введенных компонентов и параметров моделей транзисторов и диодов величины токов и напряжений не должны отличаться от указанных, на рис.10.30 и 10.31. 4.2.4 Настройка в резонанс контуров усилителей Исследование свойств режимной АРУ начинают с настройки на промежуточную частоту контуров резонансных усилителей. Как известно, внутренняя обратная связь в биполярных транзисторах, оказывает сильное влияние на частотные характеристики предыдущего каскада [1,3], и для снижения его, как одна из мер, уменьшают связь между каскадами (коэффициент связи, задаваемый в подменю (v10.3.22)). Поскольку исследование частотных (v10.2.90) для К2 выбирают свойств проводится в диапазоне частот при амплитуде напряжения генератора А =1 В, то в качестве источника сигнала можно выбирать любой генератор гармонических сигналов (на рис.10.32 выбран генератор 1 МГц из библиотеки МС9). 535 Рис.10.32 Амплитудно-частотные характеристики, для каждого из каскадов, получены для узлов (рис.10.32), определяющих коэффициент усиления по напряжению для условий анализа, (v10.3.23) (рис.10.33). Для перехода в резаданных в подменю жим анализа необходимо последовательно выполнить команды, находясь в окне схем: Analysis → AC…→AC Analysis Limits→ Run. Для получения значения частоты резонанса (fp), отличающееся от частоты промежуточной частоты fпр= 465 кГц не более чем на ± 1,0 кГц, необходимо установить некоторое значение емкости конденсатора С2 (например, 250 пФ) и выполнить моделирование в частотной области. Указанное значение емкости С2 устанавливается путем предварительного удаления из схемы (рис.10.32) конденсатора С2 с последующим вводом конденсатора, за(v10.3.24) подменю данной емкости, с указанием в строке (v10.2.76) ее величины. Если в окне результатов нет кривых, задайте больший интервал значений по оси Х (рис.10.33) и ограничиться выводом на экран монитора АЧХ первого каскада. 536 Рис.10.33 (v10.3.25) Определив значение резонансной частоты, используя пиктограмму (Peak), установите направление изменения значения емкости С2 (увеличивать или уменьшать) для получения приближенного выполнения условия fp ≈ fпр. Затем, нажав кнопку (v10.2.39) в подменю (v10.3.26) войдите в (v10.3.27), и с помощью линейки прокрутки в левом окне выберите подменю изменяемый компонент (С2, рис.10.34) и укажите пределы его изменения (рис.10.35) и шаг. Рис.10.34 Рис.10.35 Для версии МС9demo изменяться может только один компонент (параметр модели, (v10.3.28)). В подмеиндексы у компонента, что помечается точкой в рамке ню (v10.3.27) могут указываться следующие сведения: (v10.3.29) — что изменяется , (v10.3.30) — минимальное значение изменяемого параметра, 537 (v10.3.31) — максимальное значение изменяемого параметра, (v10.3.32) — величина шага изменения. (v10.3.33) В рамке ) (v10.3.34) или подтверждается (помечается точкой (v10.3.35)) вход в режим варьирования параметотрицается (помечается точкой ра. (v10.2.49) указывается характер изменения параметра В рамке (v10.3.36) — по линейному закону, — (v10.3.37) с логарифмическим характером изменения, (v10.3.38) — характер изменения параметра определяется списком. (v10.3.39) определяется порядок варьирования параметров (при одноВ рамке временной вариации нескольких компонентов): (v10.3.40) — изменение всех варьируемых компонентов происходит одновременно, (v10.3.41) — поочередное варьирование в соответствие с заданными условиями всех вложенных циклов (от простейшего к общему). Нажатие на кнопку (v10.3.42) дает возможность варьирования параметров на всех панелях одновременно, (v10.3.43) — запрещает одновременное варьирование на всех панелях, (v10.3.44) — по умолчанию предлагаются разумные значения пределов изменения параметра и его шага, (v10.3.45) — команда на запуск процедуры варьирования параметров, (v10.3.46) — отказ от выполнения всех введенных команд, (v10.2.19) — обращение к файлу помощи. Проведите процедуру варьирования величины емкости С2 (рис.10.36), установите значение емкости С2, обеспечивающее наилучшее приближение fp к fпр, с помощью . Амплитудно-частотные характеристики первого каскада, полученные для пределов (рис.10.33), размещаются очень плотно в окне результатов. Выделяя с помощь курсора, при нажатой левой кнопке мыши, рамкой область вблизи максимальных значений получаем семейство характеристик, позволяющих легко определить максимальное значение для каждой из них. Для этого необходимо вначале активизировать пиктограмму (v10.3.25) (v10.3.47) (Go To Branch), что позволяет переходить с одной кривой (Peak), а затем — в окне результатов на другую, задавая значение емкости конденсатора С2. При активизации пиктограммы (v10.3.47), кривая, обладающая минимальной емкостью С2 = 250 пФ, будет подсвечена серым цветом. Выбрав с помощью линейки прокрутки значение ем(v10.3.48), выделим серым цветом кости, например, С2 = 255 пФ и нажав кнопку кривую, имеющую значение резонансной частоты ближе к fпр= 465 кГц . Затем выбрав на (v10.3.49) С2 = 260 пФ нажимаем кнопку закладке деляет красным цветом соответствующую кривую (рис.10.36). 538 (v10.3.50) , что вы- Рис.10.36 Как оказалось, точное значение емкости С2, обеспечивающее fp ≈ fпр, находится где-то внутри этих значений (С2: 255 ÷ 260 пФ). Добиться совпадения fp и fпр с требуемой точностью можно изменив пределы и интервал варьирования емкости С2 (рис.10.35) или путем простого подбора величины емкости С2. Полученное значение емкости (с точностью до десятых долей пФ) оставляем в принципиальной схеме (рис.10.32) и переходим к подбору значения конденсатора С8 – емкости контура второго каскада. Закончив подбор значений С2 и С8 проводим расчет АЧХ для каждого из каскадов усилителя (рис.10.37) указав на распечатке, прилагаемой к отчету их точное значение. 539 Рис.10.37 Рассчитайте АЧХ двухкаскадного усилителя, охваченного АРУ, коэффициент передачи на резонансной частоте и полосу пропускания усилителя (рис.10.38), установив указанные пределы анализа, и, воспользовавшись встроенным калькулятором. Рис.10.38 540 Значение резонансного коэффициента усиления двухкаскадного усилителя определяется при активизации пиктограммы (v10.3.25) (Peak). Воспользоваться встроенным калькулятором можно, нажав пиктограмму (v10.3.51). Введя в подменю значение резонансного коэффициента усиления, вычислим его значение по уровню 0,707. Активизиро(v10.3.52) (Go To Y) на закладке (v10.3.24) выпадающего подвав пиктограмму меню (v10.3.53) вводим полученное значение. Затем поочередным нажатием (v10.3.54) и (v10.3.55) переводим левый и правый курсор на кнопки на указанное значение (v10.3.56). Полоса пропускания считывается в столбце (v10.3.57) на строке частот в окне результатов. Результаты моделирования внесите в таблицу 1 Таблица 1 П 0,7, кГц К ус С2, мкФ С4, мкФ К1 I к01 ≈ 1,5 мА Uкэ01 ≈ 3,9 В I к01 ≈ 8,7 мА Uкэ01 ≈ 6 В 4.2.5 Амплитудная характеристика регулируемого усилителя Для построения амплитудной характеристики усилителя, охваченного системой АРУ, воспользуемся принципиальной схемой (рис.10.39). В качестве источника входного воздействия используем генератор гармонических сигналов, параметры которого приведены (v10.3.12) (рис.10.39). Амплитуда входного напряжения выв подменю брана малой величины, а частота сигнала – 465 кГц. Рис.10.39 541 Моделирование проводится с выводом на экран напряжения на контуре (V(14)) второго каскада и модуля напряжения в узле на базе (V(5)) регулируемого усилителя и выводом установившегося значения напряжения на базе транзистора Q1 на очень малом промежутке времени Δt = 1 мкс (рис.10.40). Рис.10.40 Амплитуда напряжения входного сигнала при этом изменялась на порядок, что определя(v10.3.27) (рис.10.41). Находясь в лось условиями, заданными в подменю окне схем и последовательно выполнив, Analysis → Transient …→ Transient Analysis Limits → Stepping, перейдем в режим задания условий варьирования амплитуды входного сигнала. а) б) Рис.10.41 С помощью линейки прокрутки в левом окне выбираем варьируемый компонент (V1), а в правом окне, его параметр – амплитуду (А). Установив в левом окне, пределы и шаг изменения амплитуды источника входного сигнала, подтверждаем режим варьирования, нажав (v10.3.45). Результаты анализа представлены на рис.10.42. 542 Рис.10.42 Установите верхний предел изменения амплитуды генератора (GS) в подменю (v10.3.27) до 12 мВ (v10.3.58) , сохранив остальные параметра неизменными, повторите моделирование во временной области (рис.10.42). Скорректируйте значения переделов изменения амплитуды сигнала на входе усилителя (Plot 1 и Plot (v10.3.59)), обеспечив вывод на экран мо4 подменю нитора весь диапазон изменения амплитуды генератора GS. При этом на экран монитора выводится значение амплитуды напряжения на контуре, без постоянной составляющей, (v10.3.60) вблизи его максимального значения (v10.3.61) . На полученном семействе, используя верхний график, для каждого значения амплитуды напряжения (например, 4.292 мВ на рис.10.42) на входе усилителя (не величины ЭДС источника сигнала GS), используемого в качестве аргумента, определите величину амплитуды напряжения на контуре детектора АРУ (13,824 В) и с помощью программы MathCad или вручную постройте амплитудную характеристику. Используя аналогичный график (нижний на рис.10.42) постройте характеристику регулирования К (Е р), где Е р – напряжение на выходе детектора АРУ (V(5)) на момент окончания моделирования для выбранного значения амплитуды генератора Т = 5 мс. Амплитудную характеристику и характеристику регулирования для малого шага моделирования приложите к отчету. 4.2.6 Исследование свойств усилителя с обратной АРУ во временной области при воздействии АМ – сигнала. Исследование свойств усилителя, охваченного АРУ, во временной области проводится при воздействии на входе усилителя АМ — сигнала. Для этого вначале удалим генератор гармонических колебаний GS. Параметры функционально управляемого генератора бу543 дем задавать последовательно выполнив: Component→ Analog Primitives → Function Sources→ NFV войдем в подменю (v10.3.62) (рис.10.43) Рис.10.43 Подменю обладает стандартной формой, с присущими ему функциями. Свойства создаваемого сигнала описываются аналитическим выражением, вводимым в строке (v10.2.17) позволяет получить график АМ-сигнала (v10.3.13). Нажатие на кнопку для частоты модулирующего (1000 Гц) и несущего колебания (465 кГц) и значения глубины модуляции (m=0,8) при амплитуде несущего колебания U = 0,005 В. Установив генератор Е1 на место генератора GS и, выполнив команды: Analysis → Transient …→ Transient Analysis Limits → Run, проведем анализ свойств резонансного усилителя, охваченного режимной АРУ, для условий, описанных в подменю (v10.3.63) (рис.10.44) 544 Рис.10.44 Используя форму сигнала на выходе усилителя (V(14)), оцените величину уменьшения глубины модуляции на выходе усилителя по сравнению с входной. Рассчитайте, используя полученные кривые, величину постоянной времени фильтра цепи АРУ для различных значений емкости С5 в цепи фильтра и сравните с результатами предварительного расчета. Полученные сведения занесите в таблицу 2 Таблица 2 Эксперимент Расчет I к01 =1,5 мА, Uкэ01 =3,9 В I к01 = 8,7 мА, Uкэ01 = 6 В С5=10мкФ С5=1 нФ С5=10мкФ С5=1 нФ τ ф, c m1 m2 Ω, рад/с U, В Примечание: для получения большей наглядности можно ограничиться выводом лишь одной кривой на экран монитора и изменить масштаб по оси ординат. 4.2.7 Анализ эффективности системы обратной АРУ для оптимального режима усиления Как видно из рис.10.19 возможен выбор положения исходной рабочей точки с большей величиной Iк01 ≈ 8,7 мА (рис.10.45), обеспечивающей больший коэффициент усиления первого каскада и соответствующей линейному участку крутизны проходной характеристики. 545 Рис.10.45 Напряжение питания в коллекторной цепи составляет Uкэ01 ≈ Uкэ02 = 6 В (рис.10.46). Рис.10.46 Для выбранного режима транзисторов по постоянному току АЧХ каждого из каскадов имеют вид (рис.10.47). Процедура проведения анализа схемы усилителя в частотной области аналогична, используемой в п.4.2.4. 546 Рис.10.47 Примечание: в случае отличий в величине постоянных токов в рабочей точке (больше чем на 0,1 мА от выбранных значений) или резонансных частот (больше чем на 1 кГц от fпр= 465 кГц) проверьте правильность введенных компонентов и параметров моделей. Для входного воздействия, определяемого (рис.10.48), и условий анализа (подменю (v10.3.63)) проведите моделирование двухкаскадного усилителя, охваченного АРУ, и результаты моделирования внесите в таблицу 2, вычислив необходимые значения. Рис.10.48 547 По результатам моделирования сформулируйте выводы, где отразите эффективность АРУ при больших токах в рабочей точке по сравнению с малыми питающими токами. Б) Исследование схемы автоматического регулирования усиления изменением глубины отрицательной обратной связи 4.2.1 Сборка принципиальной схемы усилителя с регулированием коэффициента усиления изменением глубины ООС Описание принципиальной схемы усилителя Принципиальная схема усилителя, регулирование усиления в котором основано на применении изменяемой глубины отрицательной обратной связи по постоянному току, является фрагментом многофункциональной ИМС К174ХА2 [6]. Эта схема предназначена для работы в радиоприемниках АМ-сигналов второй группы сложности с внешним гетеродином и содержит однокаскадный резисторный дифференциальный усилитель радиосигналов и четыре дифференциальных каскада в тракте ПЧ. Исследуемая схема (рис.10.49) является прототипом части тракта промежуточной частоты, что обусловлено ограниченными возможностями программы МС9demo и отсутствием PSpice моделей pnp – биполярных транзисторов и полупроводниковых диодов, применяемых в ИМС. Примечание: все транзисторы npn проводимости типа K159NT1 [7], а биполярные транзисторы с проводимостью типа pnp КТ3103А1 и диоды KD103A заменяют реальные полупроводниковые компоненты в структуре ИМС. Рис.10.49 Прямоугольник, ограниченной сплошной линией, содержит часть компонентов принципиальной схемы ИМС К174ХА2 и обладает нумерацией, совпадающей с нумерацией 548 выводов ИМС. Входной сигнал, подключаемый к точкам 12 – 13, подается через делитель R1, R2 (R10,R11) на входы дифференциального усилителя, выполненного на транзисторах K159NT1 [7] Q2, Q3. Через буферные каскады (эмиттерные повторители) на транзисторах Q1, Q4 напряжение поступает на дифференциальный усилитель, выполненный на pnp транзисторах Q5, Q6 типа КТ3103А1. Нагрузкой одного плеча дифференциального каскада на транзисторе Q5 является контур детектора, подключенный к выводу 7. В реальных приемниках диодный детектор одновременно выполняет функцию детектора сигнала и системы АРУ. Через фильтр АРУ (C6, R19) медленно изменяющееся напряжение АРУ поступает (вывод 9) на усилитель постоянного тока, реализованный на транзисторах Q8, Q9 и Q7. Регулирующий усиление сигнал подается с транзистора Q7 на дифференциальный каскад (транзисторы Q2,Q3), усиление которого определяется сопротивлением диодов D1 и D2. Питание ИМС осуществляется (вывод 14) от источника постоянного напряжения – батареи с напряжением 12 В. Ввод принципиальной схемы усилителя Перед выполнении п.2.2.1. следует загрузить систему схемотехнического проектирования МС9 и вызвать в главное окно (рис.10.2) принципиальную схему усилителя (рис.10.49), находящегося в файле VАРУос10.CIR. (v10.2.1) основного меню (рис.10.2), в выпаДля этого необходимо выбрать режим дающем окне выбрать файл C:\MC9DEMO\data\VАРУос10.1.CIR, вызвав его в основное окно редактора (рис.10.3). При отсутствии в списке указанного файла необходимо обратиться к схемному файлу, нажав на пиктограмму (v10.2.2) в окне схем. В диалоговом окне (v10.2.3) обратиться к папке (v10.2.4) и, открыв ее, отыскать файл VАРУос.CIR. В окне схем указаны основные команды и вспомогательные пиктограммы, позволяющие “ собирать” принципиальные или эквивалентные схемы устройств, для последующего анализа по постоянному току, во временной или частотной области и др. Возможности системы схемотехнического моделирования МС9, реализованные в МС8, и, подробно описанные в [2], расширены, дополнены примерами анализа аналоговых и цифровых схем и в некоторых случаях применена другая форма представления моделей компонентов. Например, библиотека диодов, транзисторов, ОУ в отличие от МС8 теперь сформирована (v10.2.5) в папке (v10.2.6) . в текстовом файле После загрузки файла C:\MC9DEMO\data\VАРУос10.CIR, в центральном окне редактора должна появиться (рис.10.49) принципиальная схема усилителя (если она была ранее записана в эту папку). Следует убедиться в соответствии параметров компонентов вызванной схемы и, приведенных в описании. Если полученные методические материалы не содержат дискету с файлом принципиальной схемы усилителя, то ее следует ввести самостоятельно, выбрав команду FILE в меню главного окна (рис.10.2). Методика ввода компонентов принципиальной схемы усилителя (прототип ИМС К174ХА2) подробно описаны в разделе 4.2.3 при вводе компонентов схемы двухкаскадного усилителя, охваченного режимной АРУ. При вводе моделей биполярных транзисторов и диодов необходимо воспользоваться описанием моделей [4] 549 .MODEL KD103A D (IS=6.708E-11 N=1.21 RS=1.43 CJO=8.58P TT=4.15E-9 M=0.31 VJ=0.72 FC=0.5 BV=75 IBV=1E-11 EG=1.11 XTI=3), .MODEL K159NT1 NPN (BF=406.4 BR=763.3m CJC=1.65p CJE=6.15p IKF=19.03m IKR=120u IS=1.32f ISC=840f ISE=1.32f ITF=48m NE=1.352 RB=72 RC=5.4 TF=146.9p TR=155.4n VAF=67.4 VAR=48 VJC=700m VJE=700m VTF=20 XTB=1.5 XTF=2), .MODEL KT3103A1 PNP (BF=137.7 BR=970.4m CJC=3.721p CJE=1.8p IKF=106.5m IKR=251m IS=.4491f ISC=1.12f ISE=98.79p ITF=45m NE=3.148 RB=56 RC=6.7 TF=73.23p + TR=56.41n VAF=63.25 VAR=42.2 VJE=690m VTF=15 XTB=1.5 XTF=2), .MODEL D9V D (IS=202.839P RS=10 N=1.15 TT=1000P CJO=41.2P VJ=350M BV=10 IBV=4U RL=400K) и ввести самостоятельно. Для ввода параметров модели pnp транзистора нельзя воспользоваться строкой основных компонентов (рис.10.2) в окне схем, а необходимо последовательно выполнить команды: Component→ Analog Primitives→ Analog Devices → PNР, что позволит войти в (v10.4.1) и описать параметры модели транзистора подменю КТ3103А1. Завершив ввод компонентов схемы и, находясь в окне схем, последовательно выполните команды: Analysis → Dynamic DC… → Dynamic DC Limits → Currents → OK, что позволит получить значения постоянных токов в ветвях принципиальной схемы (рис.10.50) усилителя. Рис.10.50 Аналогично можно получить значения постоянных напряжений в узлах схемы (рис.10.51) 550 Рис.10.51 Отличие вычисленных значений токов в ветвях и напряжений в узлах схемы хотя бы на 2 % от, представленных на рис.10.50 показывает на необходимость проверки значений введенных компонентов и параметров моделей транзисторов и диодов. Установив значения токов и напряжений с заданной точностью можно перейти к настройке контура детектора АРУ. 4.2.2 Настройка контура детектора системы АРУ на промежуточную частоту Для настройки резонансного контура в резонанс на частоту fпр= 465 кГц на вход схемы включаем генератор гармонических колебаний (GS) из библиотеки МС9. Выполнив последовательно команды, находясь в окне схем Рис.10.52 (v10.3.12) , где введем параметры модели генеравойдем в подменю тора GS (V1, рис.10.53). Примечание: при анализе в частотной области (АС…) моделирование всегда проводится для амплитуды А = 1 В. При анализе во временной области (Transient…) используются (v10.3.12) значения параметров генератора. все указанные в подменю 551 Рис.10.53 Моделирование в частотной области для условий, определяемых подменю (рис.10.54) Рис.10.54 (v10.3.26) показывает, что для некоторого значения емкости С4 резонансная частота контура детектора равна fпр= 465 кГц. Выполнение этого условия с точностью ± 0,5 кГц можно добиться, применяя варьирование значения емкости (v10.3.27) , как это проделано в разделе 4.2.4. В качестве исходного возьмите 552 значение С4 = 250 пФ. Приложите к отчету распечатку АЧХ усилителя с указанием величины емкости конденсатора С4 (рис.10.54). 4.2.3 Расчет амплитудной характеристики регулируемого усилителя Исследование свойств АРУ во временной области проводится только после выполнения настройки в резонанс контура детектора АРУ (рис.10.55). Рис.10.55 В качестве выходного параметра регулируемого усилителя будет использоваться напряжение на контуре детектора АРУ, определенное вблизи максимального значения в очень малом промежутке времени и без постоянной составляющей (v10.4.2) напряжения (рис.10.56) 553 Рис.10.56 Параметром является амплитуда напряжения генератора (V1) гармонического сигнала ) (v10.4.3) . Параметры генератора GS (GS) на входе усилителя (узел V(2) (v10.3.12) (рис.10.53). описаны в подменю Амплитудная характеристика регулируемого усилителя для различных значений амплитуды входного сигнала получается переходом из подменю (v10.3.63) в подменю (v10.3.37) на- (v10.2.39) . жатием кнопки Закон изменения амплитуды входного сигнала, в отличие от п.4.2.3 настоящего описания при исследовании свойств режимной АРУ, задается не с постоянным шагом, а с помощью (v10.3.37) в рамке (v10.2.49) списка значений. Для этого в подменю (v10.4.4) и, в пояпомечается точкой способ изменения амплитуды генератора вившейся строке (рис.10.53), вводятся требуемые значения амплитуды А генератора. Соединив вершины значений рассчитанных напряжений, для списочной величины амплитуды входного сигнала, получаем амплитудную характеристику. Получите амплитудную характеристику при изменении амплитуды сигнала генерато(v10.3.37)), начиная с нулевого ра (GS) с шагом 2 мВ (задается в подменю значения и до 20 мВ, а так же с 70 мВ и до 110 мВ. В промежутке значений амплитуды от 20 мВ до 70 мВ расчет проводите с шагом 10 мВ. График, полученный для указанных условий расчета, приложите к отчету. 2.2.4 Расчет регулировочной характеристики усилителя Построение регулировочной характеристики усилителя, охваченного АРУ (зависимости коэффициента усиления каскада от напряжения регулирования) проводится с использованием принципиальной схемы (рис.10.53) и воздействии генератора гармонических ко(v10.3.23) (рис.10.53). Для получения лебаний описанных в подменю изменяющегося напряжения регулирования, определяемого в узле (V(22)) ввод 9 ИМС, будем изменять амплитуду входного сигнала. Дл этого, выполнив последовательно ко554 манды: Analysis → Transient…→ Transient Analysis Limits, войдем в подменю (v10.3.37) , нажав кнопку (v10.2.39) . Выбрав наименование изменяемого компонента с помощью линейки прокрутки (V1) и изменяемый параметр (А) зададим закон его изменения. Закон изменения амплитуды входного сигнала задается с (v10.3.37) в рамке помощью списка значений. Для этого в подменю (v10.4.4) (v10.2.49) помечается точкой способ изменения амплитуды генератора и, в появившейся строке (рис.10.57), вводятся требуемые значения амплитуды А генератора. Рис.10.57 Примечание: для расчета характеристики регулирования для всех указанных значений амплитуды входного сигнала от нуля до 125 мВ потребуется достаточно большое время (примерно 5 мин). Для построения регулировочной характеристики будем использовать два семейства характеристик. Напряжение регулирования (V(22)), вычисляем для заданного значения (v10.3.27) ) в установившемся реамплитуды входного сигнала (подменю жиме для момента времени T = 9 мс и откладываем по оси абсцисс. Значение коэффициента усиления каскада по напряжению определяем как отношение амплитуды напряжения (v10.4.4) к амна выходе регулируемого усилителя (v10.4.5) плитуде напряжения на входе ( считанные значения внесите в таблицу 1Б Uм вх,В Eр,мВ Uм вых,В K 0 0,005 0,015 0,025 0,05 в подменю 0,07 555 0,085 (v10.3.27) ). Рас- 0,095 0,105 Таблица 1Б 0,115 0,125 (v10.4.6) Примечание: амплитуда входного напряжения Uм вх – значение (v10.4.7) значение напряжения в узле , напряжение регулирования Ер — V(22) без постоянной составляющей, амплитуда напряжения на выходе усилительного (v10.4.8), для соответствующей ампликаскада Uм вых — туды на входе. Построение графика можно графика можно упростить, используя программу Mathcad, введя множество значений напряжения регулирования и величины коэффициента усиления [8]. График, построенный на основании данных таблицы 1Б, приложить к отчету по лабораторной работе. 4.2.5 Расчет коэффициента гармоник на выходе детектора УНЧ Как следует из описания принципиальной схемы усилителя, регулирование коэффициента усиления дифференциального каскада на транзисторах Q1 – Q4 (рис.10.49) осуществляется изменением режим работы диодов глубины D1, D2. Режим работы диодов определяется усилителем постоянного тока на транзисторах Q7 – Q9, изменяющий сопротивление диодов и глубину ООС. Управляющее напряжение на входе усилителя постоянного тока (Q8) создается при воздействии на входе регулируемого каскада АМ — сигнала. Параметры функционально управляемого генератора будем задавать последовательно выполнив: Component→ Analog Primitives → Function Sources→ NFV войдем в подменю (v10.4.9) (рис.10.58а) а) б) Рис.10.58 Подменю обладает стандартной формой, с присущими ему функциями. Свойства создаваемого сигнала описываются аналитическим выражением, вводимым в строке (v10.3.13) . Нажатие на кнопку (v10.2.17) позволяет получить график АМ — сигнала (рис.10.58 б), при выбранной частоте модулирующего (2000 Гц) и несущего колебания (465 КГц) и значения глубины модуляции (m=0,9) для амплитуды несущего колебания U = 0,005 В. 556 Аналитическое выражение, описывающее входное воздействие, может выводиться на эк(v10.4.10) в подменю ран монитора (рис.10.59) при установке метки (v10.4.9) . Рис.10.59 Рассчитываемое значение коэффициента гармоник напряжения на выходе амплитудного детектора должно определяться на временном интервале, соответствующем стационарному режиму в усилителе, когда завершились переходные процессы. 557 Рис.10.60 С этой целью в эксперименте выбирался интервал времени от 7 мс до 10 мс (рис.10.60). Для оценки коэффициента гармоник на этом временном интервале необходимо, находясь в подменю (v10.3.63) и, нажать кнопку (v10.4.11) (v10.2.40) (рис.10.61) войти в подменю Рис.10.61 558 Выбрав закладку FFT( FFT(u) Standard Forward Fourier transform of waveform u –стандартное прямое преобразование Фурье) укажите верхнее временное значение (v10.4.13) и число разбие(v10.4.12), нижнее значение (v10.4.14) этого интервала (число подинтервалов может изний меняться с помощью линейки прокрутки). Ограничимся 10 гармониками (в рамке )(v10.4.15) (v10.4.16)разложения в ряд Фурье (не включая постоянную составляющую) для расчета амплитудного спектра отрезка выходного напряжения в узле V(20). Значения составляющих спектра (рис.10.61 – нижний график) позволяют оценить величину нелинейных искажений (коэффициент гармоник) напряжения на выходе амплитудного детектора, возникшие в процессе детектирования АМ – сигнала. Проведите расчет коэффициента гармоник на выходе регулируемого каскада при воздействии АМ – сигнала с частотой модуляции F = 1000 Гц, для различных значений амплитуды несущего колебания (f пр = 465 кГц). Результаты моделирования внести в таблицу 2Б Таблица 2Б 0 5 10 20 28 36 44 48 Uм вх,мВ Кг,% ,(R6=2 кОм) Кг,% ,(R6=5 кОм) Примечание: для ввода очередного значения амплитуды несущего колебания, частоты модулирующего сигнала и др. необходимо, находясь в окне схем активировать левой кноп(v10.4.17) (рис.10.59 (v10.4.18)) , заменяющей кой мыши пиктограмму курсор пиктограммой, подвести изображение пиктограммы на УГО источника входного сигнала и нажать левую кнопку мыши. В появившемся подменю (v10.4.9)произвести замену амплитуды необходимым значением и, после окончания замены, подтвердить нажатием на кнопку (v10.3.45). Значение амплитуды несущего колебания вносится в таблицу 2Б. Вычисление Кг, определяемое по известной формуле [1], находится для двух значений резистора R6 в цепи управления АРУ. Графики, соответствующие рассчитанным величинам Кг в таблице 2Б , постройте для двух значений R6 =2 кОм и R6 = 5кОм в одной системе координат и приложите к отчету. С) Исследование схемы автоматического регулирования усиления изменением глубины ООС и шунтированием нагрузки каскада Загрузка принципиальной схемы Перед выполнении п.4.2.1. следует загрузить систему схемотехнического проектирования МС9 и вызвать в главное окно (рис.10.2) принципиальную схему усилителя (рис.10.60), находящегося в файле VАРУоОСшУн.CIR. (v10.2.1) основного меню (рис.10.2), в выпаДля этого необходимо выбрать режим дающем окне выбрать файл C:\MC9DEMO\data\VАРУоОСшУн.10.1.CIR. При отсутствии в списке указанного файла необходимо обратиться к схемному файлу. В окне схем указаны основные команды и вспомогательные пиктограммы, позволяющие “ собирать” принципиальные или эквивалентные схемы устройств, для последующего анализа по постоянному току, во временной или частотной области и др. Возможности системы схемотехнического моделирования МС9, реализованные в МС8, и, подробно описанные в [2], расширены, дополнены примерами анализа аналоговых и цифровых схем и в некоторых случаях применена другая форма представления моделей компонентов. 559 Например, библиотека диодов, транзисторов, ОУ в отличие от МС8 теперь сформирована (v10.2.5) в папке (v10.2.6). в текстовом файле После загрузки файла C:\MC9DEMO\data\VАРУоОСшУн.CIR, в центральном окне редактора должна появиться принципиальная схема (рис.10.62). Рис.10.62 Следует убедиться в соответствии параметров компонентов вызванной схемы и, приведенных в описании и при обнаружении отличий внести исправления. Описание принципиальной схемы Исследуемая схема (рис.10.62) является прототипом части радиотракта, реализованного в приемниках АМ – сигнала второй-третьей группы сложности, на ИМС К174ХА2 [6]. Моделирование части радиотракта обусловлено ограниченными возможностями программы МС9demo и отсутствием PSpice моделей pnp – биполярных транзисторов и полупроводниковых диодов, применяемых в ИМС. Сигнал с входной цепи (моделируется включением генератора гармонического сигнала GS) через вводы 1 -2 ИМС поступает на усилитель радиочастоты, построенный как однокаскадный апериодический дифференциальный усилитель на транзисторах Q3 и Q5. Регулировка усиления осуществляется комбинированным методом: по цепи управляемой отрицательной обратной связи через диоды D2 и D5 в эмиттерных цепях транзисторов, что подробно исследовалось в разделе Б) описания лабораторной работы, и путем управляемого шунтирования нагрузки через диоды D1, D3 и D4. Ток диодов изменяется усилителем постоянного тока на транзисторах Q1, Q2 и Q4. 560 Режим работы транзисторов Q3 и Q5 по постоянному току обеспечивается по схеме питания фиксированным током базы. Смеситель выполнен по двойной балансной схеме на транзисторах Q6 ÷ Q11. Один из выводов смесителя (вывод 16, ИМС) используется для подключения контура детектора АРУ, управляющего усилением каскада УРЧ. Другой (15 на схеме ИМС) вывод не используется. В практических схемах вывод 15 используется для подачи сигнала промежуточной частоты на пьезоэлектрический фильтр с помощью согласующего контура [6]. Сигнал гетеродина (моделируется генератором гармонического сигнала GG), с контура гетеродина, подключаемого как внешний компонент, с помощью катушки связи подается к выводам 4 -5 ИМС. Компоненты тракта промежуточной частоты рассмотрены ранее в разделе Б) описания. Напряжение промежуточной частоты, выделяемое на контуре (L2, C3, R16) системы АРУ детектируется диодным детектором (диод D6) на нагрузке которого (С2, R9 – фильтр АРУ) создается напряжение регулирования, подаваемое на усилитель постоянного тока на транзисторах Q1, Q2 и Q4. Значения напряжения на входе усилителя постоянного тока (транзисторы Q1, Q2), изменяет напряжение на базе транзистора Q4, и регулирующего глубину ООС транзисторов в плечах дифференциального каскада (транзисторы Q3 и Q5) с помощью диодов D2 и D5. Одновременно, этим напряжением регулируется величина токов диодов D1, D3 и D4, изменяющих значение динамической нагрузки транзисторов в плечах дифференциального каскада (транзисторы Q3, Q5). Если полученные методические материалы не содержат дискету с файлом принципиальной схемы усилителя, то ее следует ввести самостоятельно, выбрав режим FILE в меню главного окна (рис.10.2), которое представлено командами: File, Edit, Components, Windows, Options, Analysis , Help. 4.2.1 Сборка принципиальной схемы усилителя с регулированием коэффициента усиления изменением глубины ООС и шунтированием нагрузки каскада. Ввод компонентов схемы начинают с последовательного выполнения (рис.10.63) в окне схем Рис.10.63 что позволяет ввести источник гармонического сигнала (входной сигнал). Нажатием на (v10.3.12), заменяем левую кнопку мыши, находясь на активной строке курсор на УГО генератора, и размещаем его в середине левой стороны окна схем. Повторное нажатие на левую кнопку мыши фиксирует его положение на экране монитора и программа переходит в подменю задания параметров источника сигнала (рис.10.64, GS). 561 Рис.10.64 Рис.10.65 Генератор имеет амплитуду А = 10 мВ, внутреннее сопротивление RS = 510 Ом и формирует сигнал с частотой F = 1 МГц. Назначение окон, функции кнопок и др. подробно описаны в разделе 4.2.3А. Задав параметры источника сигнала, переходим к вводу, например, резисторов. Для этого на строке основных компонентов (рис.10.2) активизируем левой кнопкой мыши (v10.2.72) . При нажатии на пиктограмму изображение резистора УГО резистора (УГО) размещаем в соответствии с рис.10.62 и переходим в подменю задания параметров (рис.10.65). Функции кнопок, условия описания параметров моделей и др. в подменю (v10.2.74) подробно рассмотрены в п. 4.2.1А описания. Аналогичным образом вводятся параметры конденсаторов (п. 4.2.3А). Редактирование параметров введенных моделей, изменение положения в плоскости окна схем, удаление и др. рассмотрены в п.4.2.3А). (v10.2.35) на нижней Для ввода соединительных линий активизируют пиктограмму строке окна схем (рис.10.2). Ввод линии начинается с установки курсора в точку начала линии (проводника). Затем, удерживая в нажатом состоянии левую кнопку мыши, прочерчиваем соединительную линию до вывода очередного компонента. При вводе моделей биполярных транзисторов и диодов необходимо воспользоваться описанием моделей [4] .MODEL KD103A D (IS=6.708E-11 N=1.21 RS=1.43 CJO=8.58P TT=4.15E-9 M=0.31 VJ=0.72 FC=0.5 BV=75 IBV=1E-11 EG=1.11 XTI=3), .MODEL K159NT1 NPN (BF=406.4 BR=763.3m CJC=1.65p CJE=6.15p IKF=19.03m IKR=120u IS=1.32f ISC=840f ISE=1.32f ITF=48m NE=1.352 RB=72 RC=5.4 TF=146.9p TR=155.4n VAF=67.4 VAR=48 VJC=700m VJE=700m VTF=20 XTB=1.5 XTF=2), .MODEL KT3103A1 PNP (BF=137.7 BR=970.4m CJC=3.721p CJE=1.8p IKF=106.5m IKR=251m IS=.4491f ISC=1.12f ISE=98.79p ITF=45m NE=3.148 RB=56 RC=6.7 TF=73.23p + TR=56.41n VAF=63.25 VAR=42.2 VJE=690m VTF=15 XTB=1.5 XTF=2), .MODEL D9V D (IS=202.839P RS=10 N=1.15 TT=1000P CJO=41.2P VJ=350M BV=10 IBV=4U RL=400K) и ввести их самостоятельно. Для ввода параметров модели pnp транзистора нельзя воспользоваться строкой основных компонентов (рис.10.2) в окне схем, а необходимо последовательно выполнить команды: Component→ Analog Primitives→ Analog Devices → PNР, что позволит войти в подменю (v10.5.1) и описать параметры модели транзистора КТ3103А1. Ввод параметров используемого транзистора начинается с нажатия кнопки 562 (v10.2.89). В подсвеченном окне (v10.3.13) вводите название модели транзистора, например, (v10.5.2), а затем удаляете значения параметров модели, выведенные для какой-то модели, и вводите параметры применяемого транзистора. По (v10.3.45) и параметры модели, введенного окончании ввода нажимаете кнопку транзистора, автоматически сохраняются и могут быть повторно использованы в данном файле. Модель трансформатора, применяемого в детекторе АРУ, вводятся при последовательном выполнении команд (рис. 10.66), Рис.10.66 Рис.10.67 (v10.2.90) позволяет задать пачто при переходе в подменю раметры модели воздушного трансформатора с параметрами (рис.10.67). Коэффициент связи между катушками L1 и L2 выбирается k св = 0,7. Положение УГО модели трансформатора (v10.2.93) может располагаться в произвольном месте окна схем. Подробное описание функциональных возможностей подменю при описании модели трансформатора, выбор выполняемых команд и назначение кнопок подробно описаны в разделе п.4.2.3А). Ввод катушек индуктивности L1 и L2 осуществляется аналогично вводу других пассивных компонентов при выборе УГО индуктивности (v10.2.78) на строке основных компонентов (рис.10.2). Закончив ввод компонентов, переходим в режим анализа параметров принципиальной схемы по постоянному току, выполнив команды: Analysis → Dynamic DC… → Dynamic DC Limits → Currents → OK, что позволит получить значения постоянных токов через компоненты (рис.10.68) 563 Рис.10.68 (v10.5.3) пиктограмму Активизируя на подменю получим значения постоянных напряжений в узлах семы (рис.10.69) (v10.5.4), Рис.10.69 При правильно введенных значениях компонентов и параметров моделей активных элементов и диодов значения токов через компоненты и в узлах схемы должны совпадать, с приведенными на рис.10.68, 10.69. Особое внимание необходимо уделить местам соединения компонентов, не создавая лишних узлов. 564 4.2.2 Настройка контура детектора системы АРУ на промежуточную частоту Регулировка усиления в каскаде УРЧ осуществляется напряжением регулирования, создаваемым на выходе схемы АРУ, подключенной к одному из плеч смесителя, реализованному на ячейке Гильберта. Для настройки контура детектора АРУ в резонанс на промежуточную частоту воспользуемся схемой (рис.10.70) Рис.10.70 Настройка контура на промежуточную частоту осуществляется в процессе анализа схемы в частотной области, последовательно выбрав: Analysis → AC… → AC Analysis Limits → Run. Для некоторого значения емкости конденсатора С3 резонансного контура АРУ и пределов анализа резонансная характеристика имеет вид (рис.10.71) 565 Рис.10.71 Настройка контура в резонанс может осуществляться варьированием значения емкости (v10.3.27). Вход в режим конденсатора С3, используя режим (v10.3.27) осуществляется нажатием на кнопку (v10.2.39) в подменю (рис.10.3.23) (рис.10.71). С помощью линейки прокрутки в левом окне подменю (v10.3.27) (рис.10.72) выбираем С3 в качестве варьируемого компонента с начальным значением С3 = 290 пФ. Начиная с этого значения, емкость конденсатора С3 изменяем с шагом в 1 пФ до величины 300 пФ (рис.10.73). Рис.10.72 Рис.10.73 Используя методику, изложенную в разделе п.4.2.4А), в окне результатов получаем семейство кривых (как, например, на рис.10.39) для различных значений величины емкости С3. Выбирав значение емкости С3, обеспечивающее равенство резонансной частоты контура fр промежуточной частоте fпр= 465 кГц с точностью ± 0,5 кГц, отменяем режим 566 (v10.3.27), помечая точкой (v10.5.5) в рамке (v10.5.6) , а в схему устанавливаем конденсатор с выбранным значением С3. Выбор требуемого значения конденсатора С3 можно произвести вручную, устанавливая в схеме некоторое значение емкости С3 и проводя затем анализ, определять значение частоты резонанса (рис.10.69), используя пиктограмму (v10.3.25) (Peak) в окне результатов. 4.2.3 Исследование свойств системы АРУ во временной области Изучение свойств системы АРУ, основанной на регулировании усиления изменением глубины ООС и шунтированием нагрузки усилительного каскада начнем с расчета переходных характеристик при воздействии на обоих входах ИМС гармонических сигналов, (рис.10.3.12) (рис.10.74, 10.75). параметры которых заданы в подменю Рис.10.74 Рис.10.75 567 Анализ проводится с использованием принципиальной схемы (рис.10.76) Рис.10.76 Форма входных воздействий и напряжение на выходе смесителя (напряжение на контуре системы АРУ) представлены на рис.10.77. Рис.10.77 Для представления напряжения на контуре детектора (Uпр (t)) выбран малый временной интервал, что позволяет точнее оценить момент достижения максимального значения. 568 Амплитудная характеристика регулируемого усилителя Для построения амплитудной характеристики усилителя радиочастоты — каскада ИМС (рис.10.78) К174ХА2, будем использовать режим для генератора (GS) входного сигнала (V1). входного (v10.3.2 7) Рис.10.78 Для каждого значения амплитуды источника ЭДС, обладающего собственным внутренним сопротивлением (рис.10.74), будем рассчитывать амплитудное значение напряжения на резонансном контуре детектора. Это напряжение определяется в очень малом временном интервале, соответствующему максимальному значению разностного напряжения в узлах V(17) и V(18) (рис.10.75). Последовательно выполнив: Analysis → Transient → Transient Analysis Limits ука(v10.5.7) (рис.10.79). В столбце жем пределы анализа в строке (v10.2.67) указывается процедура вычисления значений напряжения на контуре на про(v10.5.8) в зависимости от величины средмежутке в 1 мкс )(v10.5.9) между узлами V(1) и V(2). неквадратичного напряжения ( Рис.10.79 569 Порядок изменения амплитуды входного сигнала зададим в подменю (v10.3.27) (рис.10.80). Рис.10.80 Форма напряжения на контуре детектора АРУ и амплитудные значения напряжения приведены на двух верхних рисунках. Вычисленный коэффициент усиления регулируемого усилителя для каждого значения амплитуды напряжения на входе (не ЭДС генератора) позволяет с помощью программы MathCad или вручную построить график амплитудной характеристики (значение амплитуды выходного напряжения определяют, подводя кур(v10.3.13) — Peak, к вершине полученного сор, при активированной пиктограмме дискретного значения). При этом в подсвеченном прямоугольнике рядом с курсором сообщается значение амплитуды ЭДС генератора V1, значение амплитуды (ось Y) и значение напряжения по оси Х. Построенный график амплитудной характеристики прикладывается к отчету по лабораторной работе. Примечание: продолжительность расчета, для указанных в подменю (v10.3.27) значений амплитуды источника ЭДС (GS), составляет примерно 10 мин. Построение характеристики регулирования К(Ер) проводится для тех же значений амплитуды источника ЭДС (рис.10.80), но при этом в качестве аргумента (Ер) выступает величина напряжения (V4) на нагрузке детектора АРУ. Регулировочная характеристика, построенная с использованием нижнего графика (рис.10.80), прикладывается к отчету к лабораторной работе. 4.2.4 Исследование влияния на эффективность АРУ компонентов схемы Свойства системы АРУ определяются как свойствами регулируемого каскада, так и свойствами структуры АРУ, куда входят: детектор и фильтр постоянной составляющей. 570 Заменим германиевый диод Д9V в детекторе АРУ на кремниевый КД104А (рис.10.81). Рис.10.81 (v10.3.27) список для значений амплитуды генератора Введя в подменю (GS), позволяющий уменьшить время анализа и точнее описывать наиболее характерные точки на амплитудной характеристике (рис.10.82) Рис.10.82 и, изменив пределы анализа (рис.10.83), повторите моделирование. 571 Рис.10.83 Используя распечатку результатов, постройте амплитудную характеристику и характеристику регулирования в одной системе координат с результатами анализа при использовании в системе АРУ диода D9V. Полученные графики приложите к отчету. Уменьшение (увеличение) резистора R9 (при неизменной величине емкости конденсатора или ее увеличении) в цепи фильтра АРУ изменяет постоянную времени и значение напряжения смещения на базе усилителя постоянного тока (транзистор Q1), и соответственно на характеристики регулируемого усилителя. Выполнив коррекцию пределов анализа в подменю (v10.3.63) (рис.10.83), а при необходимости и в подменю (v10.3.27) (рис.10.82), проведите анализ свойств фрагмента ИМС К174ХА2 и постройте амплитудную характеристику и характеристику регулирования совместно, с полученными ранее, для диода детектора Д9В. Сделайте выводы, проведя сравнение влияния диода и параметров фильтра в системе АРУ. 2.2.5 Влияние системы АРУ на параметры усиливаемого АМ сигнала Система автоматического регулирования усиления вне зависимости от способа построения может вносить существенные искажения в закон изменения огибающей АМ сигнала. Анализ будем проводить, используя схему (рис.10.84), включив на входе источник АМ сигнала (Е1), параметры которого описаны в подменю (рис.10.4.9) . 572 Рис.10.84 (v10.4.9) и Возможности подменю способ задания параметров источника ЭДС подробно описаны в п. 2.2.5Б. Для значений амплитуды несущего колебания Uн0 = 0,05 В и U н0 = 0,15 В Оцените величину глубины модуляции, используя переходные характеристики (рис.10.85) и установите соответствие, с рассчитанной ранее амплитудной характеристикой. 573 Рис.10.85 Сравните величину напряжение смещения базе (V4) усилителя постоянного тока (транзистор Q1), со случаем воздействия на входе усилителя немодулированного колебания. 5 Содержание отчета Отчет должен содержать: • наименование и цель работы; • исследуемую принципиальную схему; • таблицу 1 и 2 с результатами расчета и эксперимента, а так же соответствующие распечатки; • краткие выводы. 6 Контрольные вопросы 1 Перечислите наиболее применимые способы регулирования усиления каскада и их особенности. 2 Изобразите структурную схему прямой (обратной, комбинированной ) АРУ 3 Укажите особенности простой, усиленной и задержанной АРУ. 4 Изобразите принципиальную схему и объясните принцип работы режимной (с регулируемой глубиной обратной связи, аттенюаторной) АРУ. 5 Как выбираются параметры и тип фильтра цепи АРУ? 6 Какие каскады радиотракта целесообразно охватывать системой АРУ? 7 Зависит ли глубина регулирования коэффициента усиления радиотракта от количества каскадов, охватываемых системой АРУ? 8 Изменяется ли входное сопротивление каскада, охваченного системой АРУ? 9 Изменяется ли значение резонансной частоты контура регулируемого усилителя, охваченного режимной АРУ? 10 Чем отличаются амплитудные характеристики регулируемого каскада, охваченного АРУ, и без АРУ? 574 7 Краткие теоретические сведения При проектировании различных радиоприемных устройств обычно возникает задача обеспечения высококачественного приема при возможных изменениях амплитуды сигналов от нескольких микровольт до сотен милливольт. Усиление, необходимое при приеме слабых сигналов, оказывается излишним при приеме сильных сигналов и приводит к перегрузкам оконечных каскадов, создавая недопустимый уровень нелинейных искажений. Для обеспечения нормальных условий работы отдельных каскадов и выходных устройств, в приемнике применяется регулировка усиления, которая может осуществляться вручную или автоматически. Автоматическая регулировка усиления (АРУ) позволяет защитить приемник от перегрузок без участия слушателя или оператора. Однако регулирование выходного уровня при заданном напряжении на входе применяется ручная регулировка усиления. Поэтому независимо от наличия или отсутствия АРУ в большинстве приемников применяется и ручная регулировка. Для того чтобы обеспечить прием с заданными искажениями при требуемой чувствительности и пределах изменения уровней входного сигнала, необходимо распределять усиление сигнала в тракте приемника, не допуская перегрузки отдельных каскадов. Определяющими в распределении усиления по каскадам являются, обычно заданные: собственное напряжение шума каждого каскада Uш n, пересчитанное к его входу, требование к коэффициенту нелинейных искажений низкочастотного сигнала и уровень шумовых составляющих в нем на выходе приемника. Существует достаточно очевидная взаимосвязь между коэффициентом нелинейных искажений и шумовыми составляющими в низкочастотном сигнале. Основное требование, при малых уровнях входного сигнала – не ухудшить отношение сигнал/шум последующими за усилителем радиочастот (УРЧ) каскадами. Для каскада УРЧ считается допустимым выбор коэффициента усиления К1 из условия: U ш2 К1 = , (10.1) U ш1 (5 ÷ 10) где Uш1 –собственное напряжение шума каскада УРЧ, а Uш2 – каскада следующего за УРЧ. Для последующих каскадов U ш ( n+1) К1 = , (10.2) (2 ÷ 3) Uш n где n – номер каскада, отсчитываемый от входа приемника. Невысокий коэффициент усиления УРЧ позволяет практически полностью реализовать коэффициент шума входного каскада, не уменьшая динамического диапазона. Увеличение динамического диапазона добиваются также выбором усилительного элемента, обладающего малым коэффициентом шума и значительным запасом по величине рассеиваемой мощности, что позволяет получать амплитудную характеристику с протяженным линейным участком. Например, в профессиональных приемниках часто в качестве активных элементов каскадов УРЧ применяют высокочастотные биполярные транзисторы средней мощности вместо высокочастотных транзисторов малой мощности. Распределение усиления по каскадам, обеспечивающее требуемую выходную мощность при заданных искажениях, должно реализовываться одновременно с системой регулирования усиления поддерживающей выбранные условия. Относительное постоянство уровня сигнала на входе детектора приемника можно добиться применением ручного или автоматического регулирования усиления. Ручное регулирование усиления как составной части технологической регулировки усиления при настройке отдельных узлов приемника (выбор режима активных компонентов, настройка колебательных систем и др.) распространено в детекторах и первых каскадах низкочастотного тракта. При этом регуляторы усиления могут одновременно совме- 575 щать функцию усиления и коррекции АЧХ усилителя, изменяя ее с учетом особенностей восприятия звуков человеческим ухом. Такие регуляторы называют компенсированными и создают подъем АЧХ в области высоких и низких частот, несколько снижая усиление в области средних частот. При реализации аналоговых РПрУ на дискретных компонентах основные узлы радиотракта (усилители, преобразователи) содержат в нагрузке фильтрующие устройства (одиночные колебательные контуры, систему двух и более связанных колебательных контуров, пьезоэлектрические фильтры). Каскады УРЧ в диапазонных приемниках содержат обычно в нагрузке одиночный колебательный контур, упрощающий их перестройку и ослабляющий влияние на АЧХ преселектора изменяющихся параметров антенны и первого каскада. Построение радиотракта с применением сосредоточенной фильтрации соседнего канала усилительные каскады тракта промежуточной частоты так же чаще всего выполняются как резонансные с одиночными контурами в нагрузке. Резонансный коэффициент усиления в таких усилителях определяется выражением K 0 = mn | Y 210 | Rэ , (10.1) где m, n — коэффициенты автотрансформаторного включения в колебательный контур выходной проводимости активного элемента усилительного каскада (m) и входной проводимости последующего каскада (n, нагрузки), соответственно; | Y210 | - модуль комплексной проводимости прямой передачи (крутизны) активного компонента на резонансной частоте; Rэ - эквивалентное сопротивление нагруженного контура на резонансной частоте. Отсюда видно, что регулировка усиления, как при ручном, так и при автоматическом способе управления, может осуществляться изменением любого из перечисленных параметров. Изменение усиления под действием малого по величине напряжения (тока) регулирования должно осуществляться при незначительном изменении других параметров усилителя. Относительно постоянный уровень напряжения на входе детектора приемника можно поддерживать изменением коэффициента усиления каскада К0 изменением режима по постоянному току или введением регулируемой отрицательной обратной связи, а также управлением специальными элементами регулирования, введенными непосредственно в тракт прохождения сигнала. 8.1 Способы регулирования усиления. Наибольшее распространение в радиовещательных приемниках получили устройства регулирования усиления изменением режима активного элемента по постоянному току, и такая регулировка часто называется режимной. Для изменения крутизны S ( | Y210 | ) необходимо изменять напряжение смещения на управляющем электроде активного элемента. Как видно из рис.10.13,10.83б изменение напряжение смещения Uбэ0 существенно изменяет значение крутизны в рабочей точке. Если в полевых транзисторах это приводит только к изменению крутизны, то в биполярных — изменяются все параметры транзистора (g вх, g вых, и т.д.), что существенно осложняет применение такого способа регулировки усиления. Регулирующее напряжение подается в базовую цепь (рис.10.86) или цепь эмиттера (рис.10.87) 576 Рис. 10.86 Рис.10.87 U бэ0 = U 0 − Е рег на базе, определяющее крутизну в рабочей точке (РТ на проходной характеристике) транзистора (усиление каскада) подается в базовую цепь (рис.10.86а). При увеличении Ерег напряжение Uбэ0 уменьшается, что уменьшает ток в рабочей точке I к0 (рис.10.86б) и крутизну S0 , что уменьшает коэффициент усиления каскада. Достоинством такой схемы регулирования усиления является малая потребляемая мощность от источника, создающего напряжение регулирования. Ток от источника напряжения регулирования существенно меньше тока делителя ( I рег << I д ), что позволяет Напряжение смещения использовать маломощные источники. Конструктивно, в системах автоматического регулирования (АРУ), это может быть отдельно реализованный детектор АРУ или детектор амплитудно-модулированного сигнала, постоянная составляющая тока диода которого создает Ерег. Недостатком такого способа управления усилением каскада является отсутствие с эмиттерной цепи транзистора цепочки температурной стабилизации, что снижает стабильность характеристик усилителя. Резистор в цепи эмиттера создает отрицательную обратную связь (ООС), что поддерживает постоянство режима транзистора по постоянному току (коэффициент усиления). Однако при этом одновременно снижается эффективность регулирования усиления, так как ООС противодействует любому изменению режима транзистора, как от изменения температуры, так и при действии Ерег. Повышение эффективности регулирования усиления при сохранении Rэ можно добиться увеличением напряжения Ерег. Включение источника регулирующего напряжения Ерег в цепь эмиттера транзистора (рис.10.84) так же применяется для управления усилением каскада. В этом случае цепь регулировки должна обеспечивать ток примерно равный току Iэ0. При регулировании усиления в нескольких (n) каскадах, ток регулирования составляет сравнительно большую величину I рег ≈ n Iэ0, который должна обеспечивать цепь регулировки, что является недостатком такой схемы. В качестве элемента регулировки, включаемого непосредственно в усилительный тракт (между усилительными каскадами) могут быть использованы емкостные делители на варикапах, мостовые схемы с варикапами в плечах, диодные аттенюаторы (рис.10.88), обеспечивающие переменный коэффициент передачи. 577 Рис.10.88 Рис.10.89 В схеме регулируемого аттенюатора на диодах диоды VD1, VD2 открыты при условии |Eрег | < |U 0|, а диод VD3- закрыт; коэффициент передачи при этом максимален. Увеличение |Eрег | приводит к росту динамического сопротивления диодов VD1 и VD2, а динамическое сопротивление диода VD3 уменьшается, снижая коэффициент передачи аттенюатора. Как следует из принципа работы аттенюаторного регулятора, изменение его коэффициента передачи никак не сказывается на характеристиках соседних с ним усилителей. Часто в транзисторном каскаде регулируют усиление изменением глубины отрицательной обратной связи (рис.10.89). В цепь эмиттера транзистора VT1 введена регулируемая отрицательная обратная связь по переменному току. Глубину отрицательной обратной связи регулируют изменением шунтирования резистора R1 выходным сопротивлением транзистора VT2. Выходное динамическое сопротивление транзистора VT2 управляется напряжением регулирования Ерег. На практике при реализации многокаскадных усилителей необходимо учитывать, что увеличение глубины отрицательной обратной связи (уменьшение коэффициента усиления) приводит к увеличению входного сопротивления каскада. При отсутствии межкаскадной развязки это будет приводить к возрастанию коэффициента усиления предыдущего каскада, снижая эффективность регулирования усиления. 8.2 Автоматическая регулировка усиления Система автоматической регулировки усиления (АРУ) предназначена для обеспечения малых изменений уровня сигнала на выходе приемника при больших изменениях уровня сигнала на его входе. При динамическом диапазоне входного сигнала 60 ÷ 90 дБ динамический диапазон, необходимый для нормальной работы выходных оконечных каскадов и устройств, не должен превышать 3 ÷ 8 дБ. Превышение его приводит к перегрузкам и как следствие к искажениям и даже кратковременной потери передаваемой информации. Прием сигналов с искажениями близкими к предельным значениям приводит к снижению чувствительности приемника. Как следует из описания способов регулирования усиления, система АРУ должна иметь устройство, вырабатывающее напряжение Ерег, зависящее от уровня сигнала в радиотракте. Таким устройством чаще всего служит амплитудный детектор. Подаваемое на усилительные каскады напряжение Ерег изменяет их коэффициент усиления. Совокупность детектора и фильтра на его выходе, выделяющего постоянную составляющую спектра тока детектора, образует цепь АРУ. В зависимости от принципа действия системы АРУ подразделяются на три класса: обратные, прямые и комбинированные. Обратная АРУ Структурная схема обратной АРУ приведена на рис.10.90а. 578 а) б) в) Рис.10.90 В этой схеме напряжения регулирования Ерег получают обычно в радиовещательных приемниках на выходе оконечного каскада тракта промежуточной частоты из напряжения Uвых и подают на вход регулируемого усилителя (РУ), например, рис.10.83. Детектор АРУ (Д) обеспечивает напряжение регулирования на его выходе пропорциональное напряжению Uвых: (10.2) Ерег = Кд Uвых. Фильтр АРУ (Ф) выделяет из спектра тока диода детектора медленно изменяющие составляющие, создавая напряжение Ерег. Если цепь АРУ состоит только из детектора и фильтра, то такую АРУ называют простой (рис.10.88а). а) б) Рис.10.91 Амплитудная характеристика идеального усилителя без АРУ линейна Uвых = К0 Uвх, где К0 – модуль коэффициент усиления резонансного усилителя. Введение простой АРУ приводит к изменению коэффициента усиления регулируемого усилителя при появлении входного сигнала любого уровня Uвых = К0 (Uвх ). Это приводит к уменьшению выходного напряжения РУ, начиная с малых значений амплитуды входного сигнала, когда не требуется осуществлять регулирование коэффициента усиления. Для устранения этого недостатка применяют цепь АРУ с задержкой (рис.10.88а), когда напряжение регулирования Ерег на входе РУ отсутствует, если амплитуда входного напряжения меньше порогового: Uвх < Uпор. В этом случае, для идеальной цепи АРУ с задержкой амплитудная характеристика РУ при Uвх ≥ Uпор приближается к идеальной (штриховая линия, рис10.6а). Если в цепь АРУ включается усилитель до или после детектора, а иногда и одновременно, то АРУ, реализованная по такой схеме, называется усиленной АРУ с задержкой. Включение усилителей может значительно повысить эффективность регулирования (рис.10.88). Однако, во всех случаях обратная АРУ не позволяет получить идеальную характеристику, поскольку для ее функционирования обязательным условием является наличие приращения выходного сигнала. Отсутствие приращения ΔUвых = 0 приводит к Ерег = const, а, следовательно, К0 = const и выходное напряжение Uвых постоянным. Следовательно, для регулирования коэффициента усиления оно должно быть нарастающим. Такую схему АРУ называют иногда АРУ « с обратной связью». 579 Прямая АРУ В этом случае цепь АРУ подключена ко входу регулируемого усилителя. Напряжение регулирования (рис.10.87б) получается из детектированного напряжения, подводимого к входу регулируемого усилителя. Напряжение регулирования может подаваться не только на последующие каскады УПЧ, но и на усилители тракта низкой частоты. Обеспечение эффективной работы системы АРУ возможно лишь при достаточно большом уровне сигнала на входе детектора АРУ, а регулируемые каскады – специальной формой характеристик. Напряжение на выходе схемы АРУ Uвых можно считать равным входному Uвх, умноженному на коэффициент усиления регулируемого усилителя К0(Ерег), величина которого в свою очередь зависит от регулирующего напряжения Ерег = Кд Uвх, где Кд – коэффициент передачи детектора. Тогда (10.3) Uвых = К0(Кд Uвх) Uвх Постоянство выходного напряжения регулируемого усилителя Uвых = С, где С – постоянная величина, возможно лишь (рис.10.87б) в том случае, когда (10.4) К0(Кд Uвх) = С/ Uвх . Практически обеспечить такую зависимость весьма сложно и изменение напряжения на входе приводит к изменению напряжения на его выходе. Как видно из рис. 10.87б амплитудная характеристика РУ может обладать как спадающей зависимостью при Uвх ≥ Uпор (перерегулирование), так и нарастающей – недорегулирование. Другим недостатком такого способа регулирования является подача значительных управляющих напряжений на каскады, которые включены после детектора АРУ и работают при достаточно больших напряжениях сигнала. Это приводит к возникновению в них нелинейных искажений и перегрузкам в каскадах, предшествующих каскаду с подключенным детектором АРУ. Комбинированная АРУ (рис.10.87в) сочетает в себе схему прямой и обратной АРУ и позволяет обеспечивать практически постоянное напряжение на выходе приемника при изменении напряжения на его входе в широких пределах, что достигается за счет достаточно существенного усложнения схемы и повышения требований к ее настройке. Система АРУ должна не только эффективно работать в большом динамическом диапазоне входных сигналов, но и одновременно управлять усилением нескольких каскадов. Для защиты приемника от перегрузки напряжение регулирования целесообразно подавать на входные каскады. Однако, при требуемой высокой чувствительности приемника целесообразно, обеспечивая высокий коэффициент усиления каскадов УРЧ и, сохраняя при этом линейный режим работы, исключить в них регулирование усиления. Это позволяет повысить отношение сигнал/шум, снизив вклад преобразователя частоты в коэффициент шума приемника. 8.3 Переходные процессы в системах АРУ Как известно, в радиовещательных приемниках, использующих в преселекторе и тракте промежуточной частоты резонансные усилители, [1,3] чаще всего находит применение режимная АРУ (рис.10.1). Сопротивление R8 и конденсатор С5 образуют фильтр, препятствующий проникновению на базо-эмиттерный промежуток транзисторов усилительных каскадов низкочастотных составляющих напряжения на нагрузке детектора. Постоянная составляющая с детектора АРУ или детектора сигнала, дополнительного фильтром постоянной составляющей, подается на базы (эмиттеры) регулируемых усилителей, изменяет положение рабочей точки (крутизну) транзистора на проходной характеристике, а значит, и коэффициент усиления. При увеличении сигнала постоянное напряжение на нагрузке детектора возрастает. Однако, применяемая полярность включения диода, при- 580 водит к приращению отрицательной по знаку постоянной составляющей напряжения, что уменьшает напряжение на базе транзистора регулируемых усилителя и, как следствие, уменьшается крутизна его характеристики и коэффициент усиления. Постоянная времени RC фильтра определяет скорость срабатывания регулировки, т.е. быстроту реакции системы АРУ на изменение напряжения на входе усилителя. Если постоянная времени мала, то при амплитудной модуляции сигнала, модулирующее напряжение будет содержать низкочастотную составляющую. При этом, если фильтр не вызывает фазового сдвига напряжения, то увеличение амплитуды сигнала в процессе модуляции будет приводить к синхронному изменению смещения на базе регулируемого и уменьшать усиление. Уменьшение амплитуды будет сопровождаться увеличением коэффициента усиления. В результате в регулируемом усилителе будет происходить уменьшение глубины модуляции (демодуляции) сигнала. Соотношение составляющих спектра выходного сигнала зависит также от параметров выходного фильтра, а отсюда и демодуляция будет проявляться по-разному на различных частотах, т.е. появятся частотные искажения. Фазовый сдвиг, вносимый фильтром, может в некоторых случаях приводить к возрастанию коэффициента модуляции, и одновременно увеличивать нелинейные искажения в детекторе и усилителе низкой частоты. Слишком малая постоянная времени фильтра, приводит к плохой фильтрации напряжения низкой частоты, и будет вызывать изменение коэффициента усиления с частотой огибающей, т.е. изменению формы огибающей напряжения и появлению нелинейных искажений сигнала после детектирования. Излишне большое значение постоянной времени фильтра будет приводить к тому, что регулирующее напряжение не будет успевать следовать за изменением сигнала при перестройке или кратковременных замираниях сигнала. Рассмотрим процессы, протекающие в радиотракте, охваченном системой АРУ. В радиовещательных приемниках наибольшее распространение получила обратная усиленная АРУ, с одним – двумя каскадами с регулируемым усилением в структуре радиотракта. Структурная схема радиотракта, в котором применена обратная АРУ, приведена на рис.10.92. Рис.10.92 Рис.10.93 Усилительные каскады радиотракта, усиление которых определяется напряжением регулирования Ер, представлены узлом с коэффициентом усиления К(Ер), зависящим от регулирующего напряжения Ер, которое создается на выходе фильтра низкой частоты F(Ep) при работе АРУ. Регулировочная характеристика радиотракта К= К(Ер) (рис.10.93) в общем случае имеет нелинейный характер, определяемый нелинейной зависимостью коэффициентов передачи регулируемых каскадов радиотракта от величины напряжения регулирования. Для упрощения анализа процессов в системе АРУ часто функцию К= К(Ер) аппроксимируют линейной зависимостью (10.5) К = К0 – α Ер , где α = tg β = K0/Ep max – тангенс угла наклона характеристики. 581 Такая аппроксимация регулировочной характеристики при упрощении анализа приводит к некоторому завышению величины искажений огибающей при больших значениях Ер. В предположении отсутствия в радиотракте нелинейных искажений, детектор обратной АРУ, в том числе усиленной, можно представить линейным звеном с коэффициентом передачи КАРУ (рис.10.90). Упростим анализ системы обратной АРУ с задержкой, считая радиотракт широкополосным, когда изменение выходного напряжения Uвых совпадает с изменением напряжения регулирования Ер. Тогда при гармоническом воздействии на радиотракт с системой обратной АРУ с задержкой (10.6) uвх = u1 (t ) sin ω0t вызывает появление на выходе сигнала uвых = u2 (t ) sin(ω0t + ϕ ) . Если амплитуда выходного сигнала u2(t) меньше напряжения задержки Ез, то напряжение регулирования Ер = 0 и коэффициент усиления будем максимальным К0 (рис.10.88) u2 (t ) = K 0u1 (t ); u2 (t ) < Eз (10.7) При амплитуде входного сигнала u1(t) = U1 min амплитуда выходного сигнала будет Ез, а К0 = Ез/ U1 min. При u1(t) > U1 min огибающая на выходе радиотракта будет определяться u2 (t ) = K ( E p )u1 (t ); u2 (t ) > Eз (10.8) причем изменение Ер будет определяться уравнением F ( E p ) = K APУ (u2 (t ) − Eз ), (10.9) где F(Ep ) – линейный дифференциальный оператор, описывающий процессы в ФНЧ. Применение в качестве фильтра низкой частоты интегрирующей RC – цепочки, когда линейный дифференциальный оператор, описывается уравнением du F ( E p ) = RC 2 + 1 , (10.10) dt Выражения (10.7), (10.8) и (10.9) приобретают вид u2 (t ) = K 0u1 (t ); u2 (t ) < Eз du du / dt RC 2 + (1 + Ku1 − RC 1 )u2 = K 0u1 + Ku1 Eз , при u 2 (t ) > Eз , (10.11) dt u1 где К = α КАРУ. При скачкообразном изменении уровня входного сигнала в момент времени t = 0 до значения u1 (t) = U1 = const > U1 min поведение системы АРУ в соответствии с (10.11) будет описываться неоднородным линейным дифференциальным уравнением с постоянными коэффициентами: du RC 2 + (1 + KU1 )u2 = K 0U1 + KU1 EЗ , u2 > EЗ . (10.12) dt Полагая, что в начальный момент напряжение на конденсаторе равно нулю, т.е. при t = 0 Uр = 0, то и напряжение u 2(0) = K0 U1. При таких начальных условиях решение уравнения (10.12) имеет вид ⎛ K + KEЗ ⎛ K + KEЗ ⎞ − t τ АРУ ⎞⎟ ⎟e + ⎜⎜ K 0 − 0 u2 (t ) = U1 ⎜⎜ 0 (10.13) ⎟. 1 + KU1 ⎟⎠ ⎝ 1 + KU1 ⎝ ⎠ Здесь τ АРУ = RС /(1+ KU1 ) (10.14) - эквивалентная постоянная времени системы регулирования усиления. Значение постоянной времени оказывается меньше, чем постоянная времени RC – фильтра. В свою очередь, уменьшение определяется амплитудой входного сигнала U1. 582 Установившееся значение на выходе регулируемого усилителя, определяющееся (10.12) будет равно u 2 (t ) = U 2 = (K 0 + KEЗ ) /(1+ KU 1 ) , при U 2 > EЗ (10.15) Статическая характеристика системы АРУ с задержкой (рис.10.91а) и определяется системой уравнений (10.16) U 2 = K 0U1 , при U 2 < EЗ (10.16) U 2 = (K 0 + KEЗ ) /(1+ KU1 ), при U 2 < EЗ а) б) Рис.10.94 Статическая характеристика системы АРУ без задержки определяется соотношением (10.17), полученным из (10.16) при ЕЗ =0 U 2 = (K 0U1 ) /(1+ KU1 ) (10.17) и представлена сплошной кривой на рис.10.94б. Для сравнения штриховой линией на этих рисунках представлены кривые усиления радиотракта приемника без АРУ (U 2 = U 2 (U 1)). Сравнение формул (10.16) и (10.17) показывает, что введение задержки приводит к увеличению установившегося значения напряжения на величину ΔU = EЗ KU1 /(1 + KU1 ) . Отсюда следует, что чем выше напряжение задержки, тем при данном увеличении входного сигнала меньше Ер и большее значение установившегося напряжения. Качество регулирования, как видно из (10.16) и (10.17) повышается при увеличении К = α КАРУ, что определяется коэффициентом передачи цепи АРУ (КАРУ ) и количеством регулируемых каскадов. При воздействии сигнала с амплитудной модуляцией для случая гармонической огибающей u1 (t) = Uн0(1+m cosΩt)cos(ω0t +φ), где Uн0 – амплитуда несущего колебания с частотой ω0, m – коэффициент модуляции, Ω – частота модуляции и для одно- или двухзвенного RC — фильтра в цепи АРУ, выходное напряжение определяется решением уравнения (10.12). Использование в качестве фильтра однозвенной интегрирующей RC — цепи обеспечивает устойчивость системы АРУ при любой частоте модуляции. Однако неправильный выбор параметров RC – цепи может привести к существенным искажениям огибающей на выходе регулируемого усилителя. Применение двухзвенного фильтра в цепи АРУ система АРУ возбуждается при определенном значении коэффициента модуляции в некоторой полосе частот модулирующего колебания, определяемой параметрами ее схемы. Для малого значения коэффициента модуляции напряжение на выходе радиотракта в соответствие с (10.8) приближенно определяется u1 (t ) = u2 (t ) / K ( E p ); u2 (t ) > Eз . (10.18) Зависимость между приращениями напряжений u1(t) и u2(t) для произвольного момента времени определяется из (10.18) 583 du1 ⎛ dK ⎞ 2 ⎛ dK ⎞ ⎟ / K = ⎜⎜1 − u1 ⎟⎟ / K . = ⎜ K − u2 du2 ⎜⎝ du2 ⎟⎠ du 2 ⎠ ⎝ Рассматривая dE p du1 dK dE p = = −α , du2 dE p du2 du2 получаем K ( E p )du1 du2 = . dE ⎞ ⎛ ⎜⎜1 + αu1 p ⎟⎟ du2 ⎠ ⎝ Считая, что коэффициенты модуляции на входе и выходе радиотракта можно рассматривать, как m1 (t ) = du1 (t ) u1 (t ); m2 (t ) = du 2 (t ) u 2 (t ) , получаем dE ⎞ ⎛ (10.19) m2 (t ) = m1 (t ) ⎜⎜1 + αu1 p ⎟⎟ du2 ⎠ ⎝ Выражение dE p du2 имеет смысл передаточной функции цепи АРУ, поэтому при постоянном значении амплитуды несущей Uн0 можно записать dE p = K АРУ F ( p) , du2 где F(p) – передаточная функция ФНЧ в символической форме, а р – оператор дифференцирования. Тогда из (10.19) с учетом соотношения К = α КАРУ получим m 1 Φ( p) = 1 = . (10.20) m2 1 + Ku1 F ( p ) Соотношению (10.20) соответствует некоторая следящая система со структурной схемой (рис.10.95) Рис.10.95 В этой схеме радиотракт представлен передаточной функцией 1/Ku1F(p), охваченный обратной АРУ. Рассматривая ее свойства при использовании фильтра низких частот из одной интегрирующей RC – цепочки, когда F(p) = 1/(RCp +1), передаточная функция системы АРУ для малых значений коэффициентов модуляции τ p +1 RCp + 1 = Kэ ф (10.21) 1 + Ku1 RCp τ АРУ p + 1 где τф = RC, K э = 1 (1 + Ku1 ) , а τАРУ — определено соотношением (10.14). Для оценки амплитудно- и фазочастотных искажений, создаваемых в радиотракте, охваченном системой обратной АРУ, положим в (10.21) р = jΩ и вычислим модуль и фазу полученного комплексного коэффициента передачи, откуда 2 1 + (Ωτ ф ) 2 ⎛ m2 ⎞ ⎜⎜ ⎟⎟ = , (10.22) (1 + Ku1 ) 2 + (Ωτ ф ) 2 ⎝ m1 ⎠ Ku1Ωτ ф ϕ = arctg . (10.23) 1 + Ku1 + (Ωτ ф ) 2 Графики, построенные на основании формул (10.22) и (10.23) показывают (рис.10.11), Φ( p) = 584 а) б) Рис.10.96 что коэффициент модуляции на выходе всегда меньше коэффициента модуляции на входе, то есть существует подавление модуляции (рис.10.96а). Для заданных τф и Ω, подавление, обусловленное действием АРУ тем сильнее, чем выше уровень несущей. Это обусловлено увеличением быстродействия по мере роста входного сигнала. Фаза огибающей выходного сигнала (рис.10.96б) опережает фазу входного сигнала. При малых Ωτф наблюдается резкое возрастание фазового сдвига с последующим уменьшением. Рабочей областью можно считать область больших значений Ωτф, где малы так же и амплитудные искажения. По заданной величине амплитудных или фазовых искажений можно определить постоянную времени фильтра цепи АРУ. Так, разрешая (10.22) относительно τф, можно вычислить постоянную времени RC – фильтра по величине подавления амплитудной модуляции в системе АРУ (10.24) 1 (m2 / m1 ) 2 (1 + Ku1 ) 2 − 1 . (10.24) Ω 1 − (m2 / m1 ) 2 Для радиовещательных и связных приемников АМ сигналов величина τф = 0,02 ÷ 0,2 с. Верхняя граница постоянной времени τф определяется быстродействием системы АРУ. τф = 8 Литература 1. Радиоприемные устройства: Учебник для вузов/ Н.Н.Фомин, Н.Н.Буга, О.В.Головин и др.; Под ред. Н.Н. Фомина. – М.: Горячая линия -Телеком, 2007. – 520 с. 2. Амелин М.А., Амелина С.А. Программа схемотехнического моделирования MicroCap8. — М.: Горячая линия -Телеком, 2007. – 464 с. 3. Фриск В. В., Логвинов В. В. Основы теории цепей, основы схемотехники, радиоприемные устройства. Лабораторный практикум на персональном компьютере. – М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2008. – 608 с. 4. Разевиг В.Д. Применение программ P-CAD и PSpiсe для схемотехнического моделирования на ПЭВМ, в 4-х вып. М.: Радио и связь, 1992. 5. Петухов В.М. Маломощные транзисторы и их зарубежные аналоги. Справочник Т.1. – М.: КуБК-а, 1997. — 669 с. 6. Горошков Б.И. Элементы радиоэлектронных устройств. Справочник. – М.: РиС, 1988. — 178 с. 7. Интегральные микросхемы / под ред. Тарабрина Б.В. М.: Энергоатомиздат, 1985. – 528 с. 8. Фриск В.В. Основы теории цепей. Расчеты и моделирование с помощью пакета компьютерной математики Mathcad. – М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2006. – 86 с. 585 ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА № 11 РЕЗОНАНСНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ НА КАСКОДНОЙ СХЕМЕ 1 Цель работы Изучение свойств резонансного усилителя промежуточной частоты с применением каскодного включения биполярных транзисторов ОЭ-ОБ и исследование влияния величины связи контура с выходным транзистором и нагрузкой на его усилительные и избирательные свойства; исследование влияния внутренней паразитной обратной связи в транзисторах на технические характеристики предыдущего каскада с применением системы схемотехнического проектирования Мicro Cap 9 (MC9). 2 Задание 2.1 Расчетная часть Для второго каскада двухкаскадного резонансного усилителя на биполярных транзисторах Q2 и Q3 (рис.11.1): 2.1.1 Рассчитать коэффициенты включения n cогл, обеспечивающий согласование контура с нагрузкой, а также коэффициент усиления и полосу пропускания (по уровню 0,707) для каждого коэффициента включения транзистора Q3 в контур m = 0,5; 0,25; 0,1; 0,05. 2.1.2 Определить оптимальные коэффициенты включения m опт и n опт транзистора Q3 и нагрузки (R16, С13) и соответствующий им коэффициент усиления по напряжению для полосы пропускания (по уровню 0,707) 25 кГц. 2.2 Экспериментальная часть 2.2.1 Произвести экспериментальную проверку результатов расчета n согл в п.2.1.1 и величины коэффициента усиления и полосы пропускания второго каскада резонансного усилителя. 2.2.2 Оценить коэффициент усиления и полосу пропускания второго каскада резонансного усилителя для m опт и n опт, рассчитанных в п.2.1.2. 2.2.3 Оценить влияние внутренней ОС каскодной схемы на частотные свойства первого каскада по сравнению со случаем отсутствия обратной связи (m =0) и для • m = 0,5 и n = n согл • m = mопт и n = nопт • m = 0,5 и n = 0,02 2.2.4 Оценить значения проводимости обратной связи каскодной схемы 3 Описание схемы исследуемого двухкаскадного усилителя Однотранзисторные резонансные усилители на биполярных транзисторах, включаемых по схеме с ОЭ, получили наибольшее распространение из-за обеспечения максимального усиления номинальной мощности при небольшом уровне собственных шумов. Одна- 586 ко, поскольку транзистор не является идеальным невзаимным компонентом, что отражается существованием проводимости обратной передачи У12 в схеме замещения транзистора, например, системой У – параметров, и приводит к существенному изменению частотных свойств предыдущего каскада под ее влиянием [1,3]. Как одна из мер повышающих устойчивость усилителя, используемых также и при реализации микросхем, является применение в качестве активного компонента усилителя (усилительного каскада) каскодного включения транзисторов. Чаще всего используется последовательное соединение биполярных транзисторов по переменному току, включенных по схеме с общим эмиттером и с общей базой ОЭ-ОБ (рис.11.1), с последовательной или параллельной схемой питания транзисторов. Рис.11.1 В лабораторной работе второй каскад усилителя резонансного типа реализован с применением каскодного включения биполярных транзисторов Q2 и Q3 по схеме ОЭ-ОБ при параллельном питании активных элементов по постоянному току. С помощью разделительного конденсатора С7, обеспечивается независимое положение рабочей точки на семействе вольтамперных характеристик для каждого транзистора, соответствующее выбранному режиму, при питании транзисторов от общего источника V2. Параметры контура (резонансная частота, добротность, полоса пропускания) определяются величиной емкости контура (С11), суммарной индуктивностью (L = L3+L4+L5+L6+L7+L8 + L9) и резистором (R14 = Rое – сопротивление контура на резонансной частоте). Изменением положения перемычек слева и справа относительно катушек индуктивности можно обеспечивать частичное включение (m) в контур выходного сопротивления транзистора Q3 и комплексного сопротивления (R16,С13) нагрузки (коэффициент включения n). Величина каждого выбранного коэффициента включения определяется значениями, указанными справа, и может изменяться от нуля до единицы (полное включение соответствующего сопротивления). Первый каскад усилителя на транзисторе Q1, так же как и второй, резонансного типа, настроенный на частоту 465 кГц, и коэффициентом автотрансформаторного включения выходного сопротивления транзистора в контур, определяемого отношением L2 и L1 + L2. Величина входного сопротивление каскодной схемы (транзистора Q2), вносимого в контур первого каскада, определяется емкостным делителем С5, С6. К входу усилителя подключен источник гармонического напряжения V1. Нагрузка усилителя (R16,С13), мо587 делирующая входное сопротивление следующего каскада, подключена через разделительный конденсатор С12. Для снижения взаимного влияния между первым и вторым каскадом за счет неидеальности свойств общего источника питания включен развязывающий фильтр С3R6. Следует убедиться в соответствии параметров вызванной схемы и, приведенной в описании. Для этого необходимо сопоставить тип и значения величин компонентов (в том числе параметров транзисторов), на принципиальной схеме описания и, представленных на экране монитора файлом VКаскПар УПЧд.CIR. (При отсутствии файла VКаскПар УПЧд.CIR, в полученных методических материалах, принципиальную схему (рис.11.1) исследуемого усилителя необходимо ввести самостоятельно). 4 Методические указания по выполнению работы 4.1 Расчетная часть Для расчета коэффициентов включения nсогл (п.2.1.1) для каждого из значений коэффициентов включения в контур выходного сопротивления транзистора Q3 (m) необходимо воспользоваться значениями компонентов принципиальной схемы (рис.11.1), справочными сведениями [5] о транзисторе КТ316В и сведениями, приведенными в приложении. При расчете оптимальных коэффициентов включения m опт и n опт (п.2.1.2) влиянием емкости нагрузки (С13) можно пренебречь. 4.2 Машинное моделирование 4.2.1 Ввод принципиальной схемы усилителя промежуточной частоты Перед выполнении п.2.2.1. следует загрузить систему схемотехнического проектирования МС9 и вызвать в главное окно принципиальную схему двухкаскадного усилителя промежуточной частоты, второй каскад которого выполнен по каскодной схеме (рис.11.1), находящегося в файле VКаскПар УПЧд.CIR. Для этого необходимо выбрать режим FILE основного меню (рис.11.2), в выпадающем окне выбрать файл C:\MC9DEMO\data\VКаскПар УПЧд.CIR, вызвав его в основное окно редактора (окно схем). Рис.11.2 588 В окне схем указаны основные команды и вспомогательные пиктограммы, позволяющие “ собирать” принципиальные или эквивалентные схемы устройств, для последующего анализа по постоянному току, во временной или частотной области и др. Возможности системы схемотехнического моделирования МС9, реализованные в МС8, и, подробно описанные в [2], расширены, дополнены примерами анализа аналоговых и цифровых схем и в некоторых случаях применена другая форма представления моделей компонентов. Например, библиотека диодов, транзисторов, ОУ в отличие от МС8 теперь сформирована в текстовом файле (рис.11.2.1) в папке (рис.11.2.2). После загрузки файла C:\MC9DEMO\data\VКаскПар УПЧд.CIR, в центральном окне редактора МС9 должна появиться принципиальная схема двухкаскадного усилителя, содержащего каскодную схему (рис.11.1). Следует убедиться в соответствии параметров компонентов вызванной схемы и, приведенных в описании. Если полученные методические материалы не содержат дискету с файлом принципиальной схемы двухкаскадного резонансного усилителя, то ее следует ввести самостоятельно, выбрав режим FILE в меню главного окна (рис.11.2), которое представлено командами: File, Edit, Components, Windows, Options, Analysis , Help. Меню File служит для загрузки, создания и сохранения файлов схем, библиотек математических моделей компонентов схем и для вывода схем на принтер. При этом программа автоматически присваивает окну схем некоторый текущий номер (например, circuit2.CIR). Меню Edit служит для создания электрических схем, их редактирования, а также редактирования символов компонентов схем. Команда Components главного меню используется для добавления в создаваемую или редактируемую схему компонентов, в дополнение к содержащимся в каталоге МС9 (каталог содержит более 100 аналоговых и цифровых компонентов). Каталог команды Components можно редактировать, создавая новые разделы иерархии и вводить в них новые компоненты (например, транзисторы отечественного производства). Меню команды Windows позволяет манипулировать открытыми окнами, обеспечивая доступ к редакторам МС9 и калькулятору. Меню Options используется для настройки параметров программы. Меню Analysis предлагает виды анализа введенной принципиальной схемы. Меню Help позволяет обратиться к встроенному файлу помощи и оценить, на приведенных там примерах, возможности программы. Ввод резисторов Создание принципиальной схемы начинается с выбора курсором компонента принципиальной схемы на строке основных компонентов (рис.11.2) и нажатием левой кнопки мыши, например, пиктограммы резистора: (рис.11.2.3). Перемещение компонента на экране производится при нажатой левой кнопке, а при необходимости изменить положение компонента, щелкают правой кнопкой при нажатой левой кнопке. При отпускании левой кнопки местоположение компонента фиксируется и в окне (рис.11.2.4)ниспадающего меню (рис.11.3) появляется название компонента и предложение (рис.11.2.5) присвоить ему позиционное обозначение (например, R1) с возможностью указывать его на принципиальной схеме. 589 PART — предлагаемое позиционное обозначение (может быть изменено на любое другое) при активизации указанной строки левой кнопкой мыши. Рис.11.3 RESISTANCE — величина компонента или его величина и закон изменения сопротивления в модели резистора при изменении температуры (задается температурным коэффициентом -ТС). Присвоенное компоненту название, позиционное обозначение и др. и величина будут изображаться в главном окне при вводе принципиальной схемы, если соответствующий параметр будет помечен галочкой SHOW в рамке Name или Value , соответственно. При вводе значения параметров допускается использование масштабных коэффициентов: Значение Префикс Степ.форма 6 10 MEG 10E+6 3 10 K 10E+3 -3 10 M 10E-3 -6 10 U 10E-6 -9 10 N 10E-9 -12 10 P 10E-12 -15 10 F 10E-15 Масштабный коэффициент может содержать и другие дополнительные символы, которые программа игнорирует. То есть величина емкости в 5 пФ может быть введена: 5 PF или 5 Р или 5Е-12. Дробные значения, например сопротивления 4,3 кОм, задаются как 4.3к. В ниспадающем меню (рис.11.2.6) (рис.11.3) так же можно FREQ – вводить информацию о законе изменения сопротивления при изменении частоты (FREQ, используется при анализе только в частотной области). MODEL — ввести дополнительное нестандартное обозначение компонента (например, RMODEL), COST – коэффициент, отражающий стоимость резистора из общей стоимости узла (схемы, устройства). POWER — указать, какая часть мощности (например, 0,7) рассеивается на компоненте, от общей мощности, потребляемой узлом, в соответствие с документом на разработку устройства (техническим заданием), SHAPEGROUP – указывать массив условно графических обозначений (УГО), к которому принадлежит компонент (обычно принимается по умолчанию) и PACKADE — тип корпуса, из ранее введенного списка корпусов (типо-размеров). Последние из указанных параметров обычно используются в программе PCAD при разработке топологии печатной платы и оценке стоимости устройства (если это предполагается в задании). Подтверждением окончания ввода любого компонента является нажа590 тие кнопки OK. Если какие-либо сведения введены неверно, то нажатие кнопки Cancel ,отменяет всю введенную информацию о компоненте. Другие активированные кнопки подменю (рис.11.2.6)позволяют: (рис.11.2.7)- изменять размеры, цвет и шрифт комментариев, при описании атрибутов компонента (обычно применяется по умолчанию), (рис.11.2.8)- добавлять к перечню характеристик компонента (PART, RESISTANCE и др.) дополнительные характеристики по желанию пользователя, (рис.11.2.9) — удалять любую из приведенных характеристик (активируется при размещении курсора не какую-либо строку характеристик в окне компонента), (рис.11.2.10)- отображать в диалоговом режиме способ получения заданного значения ,например, величины сопротивления резистора (принимается по умолчанию). (рис.11.2.11)- выводить на экран монитора УГО компонента, (рис.11.2.12)- переход в файл помощи (комментарии к описанию компонентов и их характеристик в подменю (рис.11.2.6) ). (рис.11.2.13)- переход в главное меню файла помощи, (рис.11.2.14)- отображать в открывающемся диалоговом окне возможность получения выбранной величины, например, величины сопротивления резистора, как эталонного. Строка (рис.11.2.15) указывает на вывод на экран дисплея значений токов (рис.11.2.16), мощностей (рис.11.2.17) и условий анализа (обычно температуры) (рис.11.2.18), при которых они получены. При этом существует возможность коррекции цвета надписей (рис.11.2.19), выводимых на экран. Выбор других режимов позволит помечать точками концы компонента (рис.11.2.20) , присваивать им названия (рис.11.2.21)или номера (рис.11.2.22). Активизация (по умолчанию) режима (рис.11.2.23)- реализует возможность включения в процесс моделирования выбранного компонента, (рис.11.2.24) — обеспечивает подсветку компонента Ввод конденсатора Последовательность ввода конденсаторов и его параметров аналогична вводу резисторов: выбор на строке основных компонентов условно-графического обозначения конденсатора (рис.11.1) (рис.11.2.25), что при установке его в принципиальную схему и на- жатии левой кнопки мыши, переводит в подменю параметров конденсатора (рис.11.4) 591 (рис.11.2.26) задания Рис.11.4 Рис.11.5 Назначение кнопок в подменю, как и используемые надписи, ничем не отличаются от функций, описанных для резисторов. Параметры, задаваемые в левом окне подменю, учитывают особенности описываемого компонента. Так после задания или подтверждения, предлагаемого (рис.11.2.27) — позиционного обозначения, и (рис.11.2.28) — величины емкости (в данном случае 7 пФ), а также может быть задана: (рис.11.2.29) — функциональная зависимость величины заряда в конденсаторе от приложенного к нему напряжения, (рис.11.2.30) — зависимость величины емкости от частоты воздействия, а так же другие характеристики конденсатора, описываемые аналогично в процессе ввода резистора. Если учитываются частотные или нелинейные свойства величины емкости от приложенного напряжения, частоты, температуры и т.д., что указывается в строке (рис.11.2.31) в форме некоторого выражения, то эти сведения вносятся в библиотеку, принадлежащую описываемой схеме, и используются при моделировании. В этом случае активизируются окна (рис.11.5) и указываются необходимые дополнительные сведения (подробнее об их назначении и возможностях можно ознакомиться, обратившись к файлу помощи). Ввод транзисторов Транзистор типа NPN, который выбирается пиктограммой (рис.11.2.32) на второй строчке главного меню, устанавливается в схему, как описывалось ранее, и затем, на ниспадающем меню NPN:NPN Transistor (рис.11.6), выбираются: 592 Рис.11.6 PART – позиционное обозначение компонента (Q1), VALUE — характеристика, определяющая его активный режим (может пропускаться), MODEL – используемый транзистор – KТ316В. Если параметры транзистора были ранее введены в библиотеку, то программа обращается к файлу (рис.11.2.33) и они высвечиваются в окнах параметров транзистора. При отсутствии в списке, предлагаемом в активированном окне справа, транзистора KТ316В, параметры модели транзистора необходимо ввести в подсвеченных окнах (рис.11.2.33) , вместо параметров, представленных в окнах, предварительно нажав кнопку New (рис.11.6): .MODEL 2T316B NPN (Is=3.49f Xti=3 Eg=1.11 Vaf=102 Bf=74.97 Ne=1.483 Ise=44.72f Ikf=.1322 Xtb=1.5 Var=55 Br=.2866 Nc=2 Isc=447f Ikr=.254 Rb=66.7 Rc=7.33 Cjc=3.934p Vjc=.65 Mjc=.33 Fc=.5 Cje=1.16p Vje=.69 Mje=.33 Tr=65.92n Tf=94.42p Itf=.15 Vtf=15 Xtf=2). Остальные параметры модели транзистора принимаются по умолчанию. Ввод параметров источника гармонического сигнала Для ввода источника гармонического сигнала необходимо, находясь в окне схем (рис.11.7) последовательно активизировать меню Component → Analog Primitives → Waveform Sources → Sine Source. Рис.11.7 593 Находясь в подменю (рис.11.2.34) , описываем модель генератора гармонических сигналов, присваивая ему позиционное обозначение PART V3 и тип модели MODEL 1MHz. В качестве источника сигнала выбран из библиотеки МС9 стандартный генератор гармонического напряжения с частотой 1 МГц, поскольку при анализе в частотной области (АС…) амплитуда напряжения всегда выбирается А = 1 В. Поскольку при анализе свойств усилителя в частотной области (АС…) интервал изменения частот (рис.11.2.34а), то величина паустанавливается в подменю раметра F не имеет значения. Параметры модели F,A,DC и т.д. вводятся в соответствие с рис.11.7. Если создается новый источник, то список компонентов заносится в текстовый файл после активизации строки MODEL, нажатия кнопки названия модели генератора синусоидальных сигналов (рис.11.2.35), присвоения на выпадающем меню (рис.11.2.34) и заполнения окошек, определяющих параметры генератора. Параметры генератора задают, указывая в окне F — значение частоты генератора гармонических сигналов (в герцах, используется только при анализе во временной области), А — величину амплитуды сигнала (в вольтах, используется только при анализе во временной области), DC — значение постоянной составляющей (в вольтах), PH — значение начальной фазы сигнала (в градусах) , RS — величину внутреннего сопротивления источника сигналов (в Омах), RP — период повторения моделируемого процесса (если процесс затухающий, при указанной величине постоянной времени TAU, сек.), TAU – постоянная времени затухания переходного процесса. Если параметры генератора были ранее введены, то требуемый генератор выбирают активизацией соответствующей строки в правом окне подменю (рис.11.2.34). Как видно из рис.11.7 источник ЭДС по значению внутреннего сопротивления близок к идеальному (RS = 0,001 Ом). В последующем, при работе с этим файлом и повторном обращении к меню Component на закладке Analog Primitives появляется укороченный список компонентов, применявшихся ранее. Ввод батареи источника питания Питание обоих каскадов усилителя осуществляется от одного источника ЭДС V2. Величина напряжения источников питания равна 12В. Подключение источника питания (батареи) в схему после выбора его пиктограммы (рис.11.2.35а) в строке главного меню и задания параметров (рис.11.8) должно проводиться с учетом места подключения и типа проводимости транзистора. 594 Рис.11.8 Ввод соединительных линий Соединительные линии между элементами схемы прочерчивают, используя кнопку ввода ортогональных проводников панели инструментов (рис.11.2). (рис.11.2.36) Wire Mode (изображение линии) на Ввод автотрансформатора Ввод индуктивностей, обладающих взаимоиндукцией, осуществляется при последовательном выполнении в главном окне команд (рис.11.9): Модель сердечника Рис.11.9 Рис.11.10 Выбор строки с компонентом К и помещение его в любом месте окна схем осуществляет переход в подменю (рис.11.2.37) (рис.11.10), позволяющего задавать параметры трансформатора (автотрансформатора), в простейшем случае не обладающего сердечником (воздушный автотрансформатор). Назначение кнопок в подменю (рис.11.2.38) , как и используемые надписи, ничем не отличаются от функций, описанных для резисторов. Параметры, задаваемые в левом окне подменю, учитывают особенности описываемого компонента. Так после задания или подтверждения, предлагаемого (рис.11.2.39) — позиционного обозначения, и (рис.11.2.40) — перечисления компонентов (катушки индуктивности), объединенных взаимоиндукцией, (рис.11.2.41) — величины связи между катушками индуктивности, пропущенная позиция 595 (рис.11.2.42) автоматически указывает на конструкцию трансформатора без сердечника. Выбор параметров сердечника, обладающего нелинейной зависимостью B=f(H), из предлагаемого перечня или создание новой модели, требует знания геометрических размеров и его конфигурации, параметров материала, из которого изготовлен сердечник и другие характеристики. Требования, предъявляемые к параметрам модели сердечника, их описание можно найти в файле помощи МС9 или в [4]. Ввод “земли” Завершается ввод принципиальной схемы подключением к общей шине “электрической земле“ условно-графического обозначения “земли” пользуя строку основных компонентов (рис.11.2) окна схем. (рис.11.2.43), ис- Удаление (коррекция) компонентов принципиальной схемы При необходимости коррекции некоторых элементов принципиальной схемы необходимо вначале удалить соответствующий элемент (компонент, линию ), нажав левой кноп кой мыши стрелку (рис.11.2.44)-“изменение режима “ окна главного меню, активизировать режим (Select Mode) редактирования элементов или компонентов схемы. Затем, поведя курсор к компоненту, нажать левую кнопку мыши. При этом подсвечивается, обычно зеленым цве-том, компонент или соответствующий текст на принципиальной схеме и затем, войдя в меню EDIT, выбирают CUT и удаляют необходимые атрибуты. Возникающие труднос-ти при удалении элементов или вводе новых устраняются обращением к программе HELP главного меню. 4.2.1 Режимы работы транзисторов по постоянному току Закончив ввод компонентов принципиальной схемы и, проверив их значение, нажа(рис.11.2.45)Node Numbers (номера узлов, рис.11.2) в окне схем опредетием кнопки ляют узлы, на которые подаются или с которых снимаются напряжения. Запомнив, или записав их, переходят в режим анализа усилителя по постоянному току, последовательно выполнив (рис.11.2.46). На выпадающем подменю (рис.11.2.47) (рис.11.11) 596 Напряжения в узлах Рис.11.11 активирована кнопка (рис.11.2.48) «Напряжения в узлах», что позволяет рассчитывать напряжения для выбранной в строке (рис.11.2.49)температуры 27оС (или списка значений). Выбор режима Place Text (установка метки) позволяет отражать на экране монитора, одновременно с величиной напряжения в узлах, значения температуры, при которой они определены, а так же позиционные обозначения компонентов. Для получения значений постоянных токов в цепях принципиальной схемы (рис.11.1) необходимо активизировать кнопку (рис.11.2.50) (рис.11.12). 597 Рис.11.12 (рис.11.2.51), позволяет выводить на экран значения мощноАктивизация кнопки сти постоянной составляющей, выделяющейся на резисторах. Значение (в процентах), указанное в окне строки (рис.11.2.52), указывает на возможность ступенчатого изменения величины сопротивления выбранного резистора или источника питания на 10% от номинального значения, заменой постоянных резисторов на переменные. Это происходит при использовании на клавиатуре кнопки Up Arrow или Down Arrow , при условии предварительной активизации выбранного компонента, при нажатии на пиктограмму (рис.11.2.53) — “изменение режима “ в окне схем (рис.11.2). Убедитесь в соответствии режимов транзисторов Q1 ÷ Q3, указанных в задании, и при необходимости проведите коррекцию. При этом нумерация узлов принципиальной схемы 11.1 может отличаться от, приведенной на рис.11.11,11.12, что не требует редактирования. Однако, это следует учесть при анализе свойств усилителя в частотной или временной области. Примечание: при правильном вводе значений компонентов принципиальной схемы усилителя промежуточной частоты, в том числе параметров транзисторов, режимы работы транзисторов по постоянному току не должны отличаться более чем на 1%, от приведенных на рис.11.11 и 11.12. 4.2.2 Расчет параметров второго каскада для условия согласования с нагрузкой Для выполнения п. 2.2.1 необходимо предварительно провести настройку второго каскада на резонансную частоту для заданных значений m и рассчитанных n согл, соответствующих режиму согласования с нагрузкой. В качестве примера рассмотрим последовательность действий, которые необходимо проделать, для некоторого сочетания значений коэффициентов включения m и n (рис.11.13). 598 Рис.11.13 Генератор гармонических колебаний V1 в этом случае подключен к входу второго каскада, а узел 8 (рис.11.12) – заземлен. Генератор V1 вместе с резистором R1 и разделительной емкостью С1, активизировав пиктограмму «выбор режима» (рис.11.2.53) (рис.11.2) при нажатой левой кнопкой мыши, обводят контуром и затем перемещают ко входу второго каскада, предварительно удалив проводник, соединяющий оба каскада. Для подключения транзистора Q3 или нагрузки (C13, R16) к нагрузочному контуру второго каскада с требуемым коэффициентом включения подводят курсор к перемычке, нажимают левую кнопку мыши и, захватив перемычку, перемещают в новое положение (при активной пиктограмме «выбор режима»). Для определения частоты настройки колебательного контура и других параметров каскада проводим анализ в частотной области для чего, находясь в окне схем, последовательно выполним: Analysis → AC… → AC Analysis Limits. Находясь в подменю (рис.11.2.34а) введем условия и пределы анализа, а также вид и область выводимых на экран монитора кривых (рис.11.14). 599 Рис.11.14 В подменю AC Analysis Limits задается следующая информация: Frequency range — значения верхней и нижней границы частотного интервала и способ определения верхней частоты подинтервала. При линейном законе разбиения частотного интервала (рис.11.2.54) число подинтервалов определяется (рис.11.2.55). Используя линейку строкой Number of Points прокрутки можно установить автоматический выбор шага, определяемый точностью интегрирования в процентах на каждом шаге интегрирования (указывается в строке Maximum Change %), Number of Points — количество точек в заданном частотном интервале, в котором производится расчет частотных характеристик и полученные значения выводятся в форме таблицы (если активирована кнопка (рис.11.2.56) ), Теmperature–диапазон изменения температур (может задаваться одно значение, при котором проводится анализ), Maximum Change %–максимально допустимое приращение функции на интервале шага по частоте (учитывается только при автоматическом выборе шага– активизация процедуры Auto Scale Ranges), Noise Input–имя источника шума, подключенного ко входу усилителя, Noise Output–номер (а) выходных зажимов, где вычисляется спектральная плотность напряжения шума, Run Options–определяет способ хранения полученных результатов: Normal- результаты расчетов не сохраняются, Save-результаты сохраняются на жестком диске, Retrieve–использование результатов расчета, хранящегося на жестком диске, для вывода на экран монитора, State Variables – задание начальных условий интегрирования На экран монитора, в соответствии с рис.11.14, выводится частотная зависимость коэффициента усиления по напряжению (YExpression, Plot 1) в узле V(22)/V(2) – на выходе 600 усилительного каскада. Область частот (XExpression -F), в которой проводится анализ, определяется форматом: максимальное значение выводимой переменной, ее минимальное значение и шаг сетки значений. Аналогично задаются условия при выводе на экран монитора значений коэффициента усиления. Характер изменения значений по оси абсцисс – логарифмический, а по оси ординат – линейный, что выбирается нажатием двух левых крайних кнопок (рис.11.2.57) в каждой строке выводимых значений. Вход в режим анализа частотных (рис.11.2.58). На графике АЧХ свойств ДУ производится нажатием кнопки каскада по напряжению определите максимальный коэффициент усиления. Для этого на (рис.11.2.59) (Peak). Ренижней строке окна результатов активизируйте пиктограмму зультаты вычислений для значений, соответствующих m и n согл внесите в таблицу 1, предварительно настроив контур в резонанс. Примечание: значение n согл устанавливают ближайшее к рассчитанному значению, изменяя положение перемычки. Таблица 1 0,5 0,25 0,1 0,05 m опт = m Расч. Эксп. Расч. Эксп. Расч. Эксп. Расч. Эксп. n опт = n cогл ---К П0,7,кГц С11,пФ На полученном графике результатов анализа (рис.11.14) определяем верхнюю и нижнюю частоту полосы пропускания усилителя для величины линейных искажений М = 2 или 3 дБ . Для этого, войдя в режим вычислений, с помощью калькулятора в окне результатов ний в (рис.11.2.60)вычислим значение, соответствующее уровню линейных искаже3 дБ (рис.11.15). Рис.11.15 601 Активизировав пиктограмму (рис.11.2.61) (Go Tо Y) указываем в окне (рис.11.2.62) подменю (рис.11.2.63) рассчитанное значение. Последователь- ным нажатием на кнопку (рис.11.2.64) и (рис.11.2.65) левой кнопкой мыши, устанавливаем маркер курсора на заданную величину линейных искажений. Значение полосы пропускания (49,376 кГц), указываемое на нижней строке окна результатов, вносим в таблицу 1. Примечание: При значительном отличии резонансной частоты каскада от 465 кГц (более 0,5 %) необходимо провести коррекцию параметров контура, изменяя величину емкости С11. Для этого можно воспользоваться процедурой вариации емкости конденсатора (рис.11.2.66) (рис.11.16) из окна результатов или, нахо- С11, войдя в режим дясь в подменю (рис.11.2.67). (рис.11.2.34а)нажатием на кнопку Рис.11.16 Рис.11.17 Выбрав с помощью линейки прокрутки в качестве варьируемого компонента (рис.11.16) конденсатор С11, указываем способ и пределы изменения (рис.11.17) значения емкости конденсатора С11. Значение емкости конденсатора С11 (рис.11.2.68) изменяется от 76 пФ (рис.11.2.69)до 82 пФ (рис.11.2.70) с шагом 1 пФ (рис.11.2.71). Нажатием кнопки Yes в рамке (рис.11.2.72) подтверждается режим пошагового изменения величиныС11. Способ изменения величины емкости в пределах одного шага – линейный (рис.11.2.73). При этом в качестве изменяемого параметра выбран компонент (рис.11.2.74) , хотя может быть выбрана модель (например, какой-либо параметр транзистора) или – внешняя температура. Подменю одновременного изменения всех выбранных ) (рис.11.2.75) или (рис.11.2.66)дает возможность параметров (помечено точкой поочередного – в каждом ) (рис.11.2.76). Назначение кнопок в подменю ( (рис.11.2.66)достаточно очевидно 602 цикле (рис.11.2.77) — включение режима Stepping для всех выбранных типов параметров, (рис.11.2.78) — выключение режима Stepping, (рис.11.2.79) — пошаговое изменение значения выбранного компонента, (рис.11.2.80) — прекращения пошагового изменения значений выбранного компонента, (рис.11.2.81) — переход к изменению выбранного компонента в соответствии с алгоритмом: значение компонента изменяется через 25%, до максимального. Конкретные значения компонента указываются на соответствующей закладке, (рис.11.2.82) — выход из подменю (рис.11.2.66), (рис.11.2.13) — обращение к файлу помощи. Нажатие на кнопку (рис.11.2.83)в подменю (рис.11.2.66) подтверждает переход к режиму варьирования значения емкости конденсатора С11 при указанных условиях. Нажатием на пиктограмму (рис.11.2.84)запускаем режим анализа в частотной области. Для получения различимых АЧХ каскада изменяем масштаб по оси абсцисс (рис.11.18) Рис.11.18 Для определения кривой, обладающей наилучшим приближением резонансной частоты к значению 465 кГц, активизируем пиктограмму (рис.11.2.59), а затем выберем за- кладку, нажав на пиктограмму (рис.11.2.85) (Go To Branch), позволяющую цветом выделять кривую, соответствующую заданному значению емкости С11. С помощью линейки прокрутки выбираем значение емкости конденсатора С11, например 79 пФ, и на603 жимаем на кнопку (рис.11.2.64). Этому значению емкости конденсатора С11 будет соответствовать кривая красного цвета и правым курсором, нажатием на пикто(рис.11.2.59)можно определять ее максимальное значение. Аналогично, задав грамму (рис.11.2.65), выделим серым другое значение С11 = 76 пФ и, нажав на кнопку цветом соответствующую АЧХ каскада. Максимальные значения для обоих значений емкости С11 указаны в нижней строке окна результатов. Уменьшая шаг варьирования можно обеспечить наилучшее приближение к точному значению 465 кГц (отличие может составлять не более 3 кГц). Аналогичный результат можно получить простым перебором значений емкости конденсатора С11, выбирая наилучшее приближение. Оцените значение резонансной частоты fp, коэффициента усиления на резонансной частоте К2, полосы пропускания П2 и результаты внесите в таблицу 1. 4.2.3 Расчет параметров второго каскада усилителя для режима максимального усиления Методика моделирования второго каскада усилителя для режима максимального усиления аналогична, приведенной в п. 4.2.2. В этом случае необходимо установить перемычки в положения, соответствующие коэффициентам включения m = m опт и n = n опт (с максимально возможной точностью), и обеспечить настройку контура каскада в резонанс на частоту fp = 465 кГц с точностью не менее 0,5 % изменением емкости С11 (рис.11.13). Для оптимальных значений коэффициентов включения внести в таблицу 1значение емкости конденсатора С11 и резонансной частоты fp, определенный коэффициент усиления К2 и полосу пропускания каскада П2 (по уровню 0,7). Примечание: изменяя коэффициенты включения (m, n) в контур внешних компонентов обращайте внимание на сохранение условий пересечения и соединения (узлов) цепей, чтобы исключить появления лишних узлов. 4.2.4 Расчет амплитудно-частотной характеристики первого каскада Влияние на АЧХ предыдущего каскада внутренней обратной связи активного элемента последующего каскада будем проводить, выполнив предварительно настройку колебательного контура первого каскада на частоту сигнала fp = fc = 465 кГц с точностью не менее 0,5 % изменением емкости C4 (рис.11.19) 604 Рис.11.19 Для этого генератор гармонического сигнала вместе с резистором R1 и конденсатором С1 подключаем к входу усилителя, а узел 8 гальванически подключаем к базе транзистора Q2. Для устранения влияния внутренней обратной связи активного элемента последующего каскада, состоящего из последовательно включенных транзисторов Q2 и Q3, перемещаем перемычку со стороны коллектора транзистора Q3 до верхнего положения (m = 0). Затем производим настройку контура входного каскада на частоту сигнала (положение перемычки со стороны нагрузки усилителя значения не имеет, n – произвольное), используя методику, применявшуюся при настройке контура второго каскада. Проведите настройку контура и для уточненного значения емкости С4, находясь в окне схем, и, последовательно выполнив: Analysis → AC… → AC Analysis Limits → Run, рассчитайте АЧХ первого каскада (рис.11.20). 605 Рис.11.20 Оцените значение резонансной частоты fp, коэффициента усиления на резонансной частоте К1, полосы пропускания П1 и результаты внесите в таблицу 2 Таблица 2 m; n 0; 0,02 0,5; nсогл = mопт= ; nопт = 0,5; 0,02 C4,пФ С11,пФ K1 fр1 П1 К2 fр2 П2 Goc Coc Принципиальная схема усилителя для одного из вариантов коэффициента включения (m =0,25, n = 0,02) приведена на рис.11.21 606 Рис.11.21 Повторите моделирование, начиная с п. 4.2.2, для значений коэффициентов включения, указанных в задании. Амплитудно-частотные характеристики каждого из каскадов для соответствующих коэффициентов включения (таблица 2) приложите к отчету (рис.11.22) Рис.11.22 Для оценки коэффициента усиления и других параметров каждого из каскадов на полученном семействе характеристик активизируется левой кнопкой мыши выбранный график 607 (нажатием на выражение под рисунком, определяющее коэффициент усиления). В этом случае курсоры принадлежат выбранному графику. 4.2.5 Расчет проводимости обратной связи, вносимой во входной контур Для оценки проводимости обратной связи, вносимой в контур предыдущего каскада, и, обусловленной внутренней обратной связью в каскодной схеме, реализуем двухкаскадный усилитель (рис.11.23). Рис.11.23 Особенностью схемы является включение между узлом 8 и базой транзистора Q2 (рис.11.21) резистора R17, обладающего незначительным сопротивлением. С помощью этого вспомогательного резистора можно оценить проводимость, подключаемую к контуру входного каскада усилителя. В качестве примера рассмотрим вариант полного включения (m = 1) в выходной контур, параметры которого определяются реактивностями конденсатора С11 и суммой индуктивностей L3…L9, выходной проводимости транзистора Q3. Комплексное сопротивление нагрузки (С13 и R16), вносится в выходной контур с коэффициентом включения n = 0,02. Поскольку известно, что комплексная входная проводимость второго каскада носит емкостной характер, то будем рассчитывать действительную часть входной проводимости транзистора Q2, а также действительную часть и емкость, обусловленные обратной связью в каскодной схеме. Рассчитанные величины для указанных коэффициентов включения приведены на рис.11.24. Условия анализа отражены в подменю (рис.11.24). 608 (рис.11.2.34а) Рис.11.24 Проведите аналогичные расчеты для значений коэффициентов включения, указанных в таблице 2 и туда же занесите результаты анализа (значения активных составляющей проводимостей и емкости обратной связи, определенных на частоте f = 465 кГц). К отчету приложите распечатки частотной зависимости проводимости ОС и входной проводимости транзистора для коэффициентов включения m = m опт и n = n опт, так же для m = 0,5 и n = n Согл. 5 Содержание отчета Отчет должен содержать: • наименование и цель работы; • исследуемую принципиальную схему; • таблицу 1 и 2 с результатами расчета и эксперимента, а так же соответствующие распечатки; • краткие выводы. 6 Контрольные вопросы 1. Изобразите принципиальную схему усилительного каскада, реализованную на биполярных транзисторах, включенных по схеме ОЭ-ОБ и параллельным питанием по постоянному току. 2. Изобразите принципиальную схему усилительного каскада, реализованную на биполярных транзисторах, включенных по схеме ОЭ-ОБ и последовательным питанием по постоянному току. 609 3. Покажите пути протекания постоянных токов в каскодном усилителе, реализованного по схеме ОЭ-ОБ при последовательной схеме питания транзисторов. 4. Покажите пути протекания постоянных токов в каскодном усилителе, реализованного по схеме ОЭ-ОБ при параллельной схеме питания транзисторов. 5. Изобразите П –образную эквивалентную схему биполярного транзистора (схему Джиаколетто), включенного по схеме с ОЭ. 6. Изобразите П –образную эквивалентную схему биполярного транзистора (схему Джиаколетто), включенного по схеме с ОБ. 7. Покажите пути протекания переменных токов в каскодном усилителе, реализованного по схеме ОЭ-ОБ при последовательной и параллельной схеме питания транзисторов. 8. Поясните причину уменьшения искажений АЧХ входного каскада при использовании каскодной схемы по сравнению со схемой однотранзисторного усилителя с ОЭ. 9. Сохранятся ли свойства каскодного усилителя, если поменять местами транзисторы, сохранив способ включения? 10. Поясните назначения компонентов в исследуемой каскодной схеме. 7 Краткие теоретические сведения Как известно [1,3] важной проблемой при построении усилителей резонансного типа является необходимость получения наибольшего коэффициента усиления при сохранении устойчивости. Устойчивость работы усилителей характеризуется : — отсутствием возможности самовозбуждения усилителя, — стабильностью формы частотной характеристики усилителя в процессе эксплуатации. В обоих случаях устойчивость обусловлена существованием паразитной обратной связи из-за: — общего для всех каскадов источника питания, — емкостной и магнитной связи между входом и выходом одного или нескольких каскадов, — проходной проводимости усилительного прибора (внутренней обратной связи). Обратную связь, возникающую за счет неидеальности свойств общего источника питания, устраняют применением развязывающих фильтров в цепях питания усилительных приборов. Рациональное размещение деталей, их экранировкой и правильным выполнением печатной платы можно устранить или существенно снизить обратную связь между входом и выходом усилителя, обусловленную взаимным влиянием внешних конструктивных элементов. Обратную связь, возникающую внутри усилительного прибора устранить полностью нельзя, а можно лишь ослабить, уменьшая коэффициент усиления каскада. Как альтернативный вариант может применяться схема нейтрализации, создающая на входе устройства проводимость, характер частотной зависимости которой противоположен создаваемой внутренней обратной связью усилительного прибора (УП). Нейтрализация параллельного типа (рис.11.25) представляет собой параллельное соединение двух четырехполюсников: усилительного (УП) и нейтрализующего (Yн), с проводимостью Yн. 610 Рис.11.25 Для схемы замещения четырехполюсника в системе Y – параметров обратная проводимость активного четырехполюсника, охваченного цепью нейтрализации должна обладать проводимостью Y12 н = I 1 = ( I 1 y + I 1н )U 2 = Y 12 + Y н (11.1) U 2 U1 = 0 Обратная связь отсутствует, если Y 12 н = Y 12 + Y н + = 0, т.е. выполняется условие : Y 12 = −Y н (11.2) Отсюда следует, что цепь нейтрализации должна иметь схему, аналогичную цепи внутренней ОС усилительного прибора. При этом напряжение на входе УП, создаваемое цепью нейтрализации должно быть противофазно напряжению, поступающему по цепи внутренней ОС. Практически, задача создания на входе УП противофазных напряжений, решается включением между выходом и входом УП трансформаторного или автотрансформаторного фазоинвертера. Существующая частотная зависимость внутренней проводимости обратной связи [1,3] не позволяет осуществлять ее нейтрализацию в широком диапазоне частот. Наряду с параллельной цепью нейтрализации в узкополосных усилителях промежуточной частоты (УПЧ), например, на биполярных транзисторах (БТ), может применяться также последовательная цепь нейтрализации, обеспечивающая нейтрализацию на одной (обычно резонансной) частоте (рис.11.26). Рис.11.26 Цепь внешней ОС, состоящей из RнCн, создает на входе усилителя ток, который по величине равен, а по фазе противоположен, создаваемому внутренней ОС. Большей стабильностью формы АЧХ в схемах усилителей на одном БТ обладают схемы (рис.11.27) при включении БТ по схеме с общей базой (ОБ). 611 Рис.11.27 Коэффициент усиления таких каскадов оказывается меньшим, по сравнению с включением БТ по схеме с ОЭ (рис.11.27), так же меньшим входным сопротивлением и тем, что проводимость внутренней ОС транзистора, обусловленная в основном параметрами коллекторно-базового перехода, подключена через Сб к общей шине (земле). Выходная мощность, создаваемая в коллекторной цепи, оказывается значительно меньшего уровня на базо-эмиттерном промежутке, по сравнению с включением БТ по схеме с ОЭ. Значительно большее распространение, в том числе и в интегральном исполнении, получило каскодное включение активных элементов, при котором выход одного активного элемента через разделительный конденсатор или гальванически соединяется с входом второго. Среди каскодных схем лучшими показателями обладают включения типа ОЭ-ОБ (рис.11.1) для параллельной и (рис.11.28) последовательной схемы питания транзисторов. Рис.11.28 Протекание постоянных составляющих токов транзисторов при параллельной схеме питания ничем не отличается от рассмотренных ранее [3, лаб. р-та №1] путей протекания токов в однокаскадных усилителях. Независимое питание транзисторов позволяет использовать источники с пониженным напряжением питания, в отличие от схемы с последовательным питанием каскадов. При гальванической связи между транзисторами ток эмиттера транзистора VT1 является суммарным током эмиттера транзистора VT2 и базового тока собственного транзистора. Кроме того, если напряжение смещения на транзисторе VT1 обеспечивается с помощью делителя R1 и R2+R3, то для транзистора VT2 роль делителя играет резистор R3 и параллельное соединение резистора R1 и резистора R2, включенное последовательно сопротивление открытого базо-эмиттерного перехода VT1 вместе с сопротивлением резистора Rэ. Выходные цепи каскадов при схеме последовательного питания образуют вместе с источником питания единую последовательную цепь. В результате через оба транзистора протекают практически одинаковые коллекторно-эмиттерные токи, т.е. I к01 = I э02 = I к 02 . Значение токов определяет каскад, выполненный по схеме с ОЭ, на транзисторе VT1. Назначение остальных компонентов схемы соответствует схеме обычного 612 усилителя: Lсв – катушка связи с контуром предыдущего каскада, Сбл – исключает протекание тока делителя (базы VT1) на землю. Параллельное включение компонентов Rэ Cэ в цепь эмиттера обеспечивает температурную стабилизацию режима работы транзисторов за счет создаваемой на резисторе Rэ отрицательной обратной связью по постоянному току, конденсатор Сб – обеспечивает включение транзистора VT2 по схеме с ОБ, а Rф Cф – фильтр, исключает протекание составляющих частоты сигнала и других переменных составляющих через источник питания. Усиленный сигнал снимается с контура Lк Cк и подается в нагрузку с помощью трансформаторной связи. Выходное сопротивление транзистора VT2 включается в контур Lк Cк с помощью автотрансформаторной связи, уменьшающей влияние УП (VT2) на параметры контура при изменении температуры, старении и других внешних факторах. Источником переменного сигнала, действующего на входе каскада, является ЭДС, наведенная на Lсв (рис.11.29). Рис.11.29 Полезной и самой большой по величине тока будет составляющая, протекающая от «+» источника ЭДС через Б-Э переход транзистора VT1, конденсатор Сэ , общая шина и затем через конденсатор Сбл на « — » источника. Другие составляющие переменных токов протекают через компоненты делителя, обладающие существенно большим сопротивлением по сравнению с сопротивлением Б-Э перехода VT1. Каскад на транзисторе VT1 является инвертирующим и для указанной полярности на входе усилителя, напряжение, создаваемое управляемым источником коллекторного тока транзистора, будет противофазно входному (рис.11.30) Рис.11.30 От «+» источника в коллекторной цепи транзистора VT1 ток во внешней цепи, протекает через Сэ (ток эмиттера) складывается из двух составляющих, одна из которых (ток базы транзистора VT2) возвращается к «-» источника через емкость Сб и базо-эмиттерный 613 переход транзистора VT2. Другая составляющая тока эмиттера VT2 (ток коллектора VT1) с общей шины через конденсатор Сф, контур нагрузки усилителя Lк Cк, транзистор VT2, поступает на «-» источника переменного тока. Переменная составляющая тока коллектора транзистора VT2, являющегося неинвертирующим каскадом, с коэффициентом усиления по току меньше единицы протекает по тем же компонентам, что и ток коллектора транзистора VT1. Отличие состоит лишь в том, что источником является коллекторная цепь транзистора VT2 и направления переменных токов будут противоположны указанным на рис.11.30. Оценим степень влияния проводимости обратной передачи составного транзистора (обведено на рис.11.30 штриховой линией) на стабильность АЧХ входного каскада. Как известно [1,3,6] усилительный каскад, вследствие не идеальных свойств УП, обеспечивает не только усиление сигнала, например, с коэффициентом усиления К0, но создает условия для непосредственной передаче мощности с выхода на вход. Роль такого звена играет проводимость обратной передачи Y 12 , к которой, при большом коэффициенте усиления, приложено напряжение (рис.11.31а), существенно превышающее напряжения • • • входного воздействия U 12 = U вх + U вых (обходя по закону Кирхгофа замкнутый контур, рис.11.31б). а) б) Рис.11.31 Считаем свойства ОУ близкими к свойствам идеального ОУ (Yвых → 0, Yвх→ ∞ , • • • • U вых >> U вх ), а модуль коэффициента усиления K 0 = U вых U вх . Воспользуемся более привычной схемой ввода обратной связи (рис.11.31б). При инвертирующем характере передачи входная проводимость на произвольной частоте • Y вхос = I ос / U вх = Y 12 • • • Y 12 (U вх + U вых ) U12 = = Y 12 (1 + K 0 ) (11.3) • • U вх U вх Как показывает соотношение (11.3) проводимость ОС, включенная последовательно, увеличивает значение входной проводимости в (1 +К0) раз, по сравнению с параллельным подключением Y12. Отмеченное явление (эффект Миллера), свойственное инвертирующим схема характерно для схем включения БТ с ОЭ или для полевых транзисторов (ПТ) – с общим истоком. Комплексный характер проводимости ОС, обусловленный емкостью Ск КБ перехода для БТ или емкостью промежутка ЗИ для ПТ, определяет величину емкостной составляющей проводимости ОС на входе транзистора Cвх ос = Cк (1 + K 0 ) . (11.4) Свхос значительно превышает емкость коллекторно-базового перехода, а при большом коэффициенте усиления К0 – сравнима с емкостью базо-эмиттеного перехода. 614 Применение составных транзисторов, включенных по схеме ОЭ-ОБ, уменьшает эффект Миллера, что обусловлено применением в качестве нагрузки инвертирующего каскада, включенного по схеме ОЭ, низкого входного сопротивления БТ, включенного по схеме с ОБ. Снижение влияния проводимости ОС Y 12 на параметры входной цепи, можно так же добиться при работе с источником сигнала, обладающим малым выходным сопротивлением, когда подключенная проводимость Y вх ос не оказывает влияния на параметры источника. В неинвертирующем усилительном каскаде (например, схема с ОБ) входное и выход• • • ное напряжения оказываются в противофазе U 12 = U вх − U вых (рис.11.32б) и тогда при К0 > 1, проводимость обратной передачи Y ос будет оказывать на входную проводимость • Y вхос = I ос / U вх = Y 12 (1 − K 0 ) (11.5) воздействие, противоположное ее характеру проводимости (Ск, например, создаст на входе каскада индуктивность, резистор – отрицательную проводимость). Каскады, обладающие значением К0 < 1, например, эмиттерный повторитель, теряют все эффекты, сопровождающие существование двухполюсника ОС вне зависимости от фазовых соотношений в схеме. Это объясняется тем, что большая проводимость базо-эмиттерного перехода, выступающая в схеме в качестве проходной, находится под действием малого разностного • напряжения U12 отсюда, протекающий через нее сигнальный ток имеет малое значения. Рассмотрим влияние проводимости обратной связи на основные характеристики усилителя, реализованного по каскодной схеме и включении на его входе и выходе колебательных контуров. Коэффициент усиления каскодного соединения ОЭ-ОБ (рис.11.30) определяется K = K оэ * К об . Низкое входное сопротивление транзистора VT2, включенного по схеме с ОБ, являющееся нагрузкой транзистора VT1 обеспечивает малое значение коэффициента усиления каскада ОЭ. Вследствие этого проводимость обратной связи на входе усилителя (Y вхос), обусловленная внутренней ОС в транзисторе, включенном по схеме с ОЭ, будет невелика. В этом случае будет так же мало и напряжение ОС, поступающее с выхода транзистора VT1 через емкость коллекторного перехода Ск1. Емкость коллекторного перехода Ск2 второго транзистора оказывает слабое влияние на входную проводимость транзистора VT2, т.к. по высокой частоте его база заземлена (через конденсатор Сб). В результате чего каскад с ОЭ в каскодном соединении не обладает усилением по напряжению, и входная проводимость ОС, вносимая в контур предыдущего каскада, определяется m 2 Y 21кс m 2 Y 12 кс Y 21кс Rэ =− Y вх ос = −Y 12 кс , (11.3) Yэ 1 + jα где α ≈ 2Δf / f 0 d э , Rэ = ρQэ , ρ = ω0 Lк , ω0 = 1 / Lк Сэ , Qэ — эквивалентная (нагруженная) добротность колебательного контура, Rэ - эквивалентное резонансное сопротивление колебательного контура, Y 21кс = S кс /(1 + jf / f s ) — проводимость прямой передачи каскодной схемы, − Y 12 кс = G12 кс + jC12 кс — проводимость обратной передачи каскодной схемы, Y э = Y к + m 2 Y 22 кс + n 2 Y н — эквивалентная проводимость контура Lсвн — коэффициент включения нагрузки усилителя в выходной колебаLк тельный контур ( k св — коэффициент связи между катушками Lк и L св н полагают равным 0,7…0,9) m – коэффициент включения в контур транзистора VT2. Параметры каскодной схемы ОЭ-ОБ, определяемые через малосигнальные параметры транзистора, включенного по схеме с ОЭ, выражаются n = kсв 615 Y 11кс = Y 11э - входная проводимость каскодной схемы Y Y Y 12 кс = 12э 22 э — обратная проводимость каскодной схемы Y 21э Y 21кс = Y 21э — прямая проводимость каскодной схемы Y 22 кс = −Y 12 э — выходная проводимость каскодной схемы (11.5) (11.6) (11.7) (11.8) Как видно из формул (11.5 – 11.8) входное сопротивление каскодной схемы определяется свойствами первого транзистора h11э = h11э1 = 1/Y11э , (11.9) а коэффициент усиления по току h21кс = h21э1 | h21б2 | = h21э1h21э2 /(1 + h21э2 ) (11.10) Каскодная схема не дает выигрыша по усилительным свойствам по сравнению со схемой с ОЭ, но обладает весьма важным преимуществом – обеспечивает хорошую развязку между выходным и входным выводами составного транзистора. Некоторым недостатком можно считать необходимость использования источника питания с повышенным напряжением, однако, этот недостаток легко устраняется применением схемы с параллельным питанием транзисторов (рис11.1). При выборе УП для каскодных схем в УРЧ используют условие fY 21 ≥ 2 f max , где f max максимальная частота рабочего диапазона (диапазона радиочастот), fY 21 = f S — граничная частота по крутизне в схеме с ОЭ (на которой крутизна уменьшается до значения 0,7*S0, S0 – крутизна в области нижних частот). Граничная частота по крутизне определяется через параметры П – образной модели транзистора f r (11.11) fS ≈ T э , rб` где fT – граничная частота (fгр) транзистора (справочное значение), rэ ≈ 0,0256*Iк0, (11.12) r’ б – сопротивление структуры базы, Iк0 – значение постоянной составляющей коллекторного тока транзистора в рабочей точке (выбирается проектировщиком), (11.13) rб` = τ кξ / Ск ,где τ к − постоянная времени коллекторной цепи транзистора, ξ − коэффициент, определяемый технологией изготовления транзистора ( ξ = 1, для сплавных транзисторов, ξ = 2, для сплавно-диффузионных, ξ = 3, для эпитаксиальных (мезатранзисторов)), Ск – емкость коллекторно-базового перехода (справочная величина). Выходная проводимость транзистора, включенного по схеме с ОЭ 2 g 22 = ωτ кγ s / h11б (1 + γ s ) , (11.14) где γ s = f / f s . Проводимость обратной передачи 2 g12 = −ωτ к (h12 эγ гр − γ s ) / h12 э h11б (1 + γ s ) , (11.15) где γ гр = f / fT . Резонансный коэффициент усиления каскодной схемы при использовании двух одинаковых транзисторов, включенных по схеме ОЭ-ОБ K 0кс ≈ m ⋅ n ⋅ S ⋅ Rэ , где (11.15) m – коэффициент включения транзистора VT2 в колебательный контур, n – коэффициент включения нагрузки (С13, R16) в контур, S – крутизна транзистора (для варианта исполь616 зования одинаковых транзисторов) по схеме с ОЭ на рабочей частоте, а значение Rэ – на максимальной частоте рабочего диапазона. Крутизна транзистора на рабочей частоте определяется S0 S= , (11.16) 1 + (2πf maxτ к ) 2 где S0 — крутизна в области нижних частот h21э , где (11.17) S0 = (1 + h21э)h11б 1 + γ 2 s h11б ≈ rэ + rб' / h21э − входное сопротивление транзистора, включенного по схеме с ОБ. Значение коэффициента усиления по току БТ включенного по схеме с ОЭ I * h21э = h21 э к0 , h*21 э = h21э min + h21эmax , Iк0 – значение тока коллектора, соответстI к0 спр вующее выбранному режиму работы, Iк0 спр — значение тока коллектора, соответствующее режиму измерения параметров транзистора, h21эmin, h21эmax – справочные значения коэффициентов усиления по току при включении транзистора по схеме ОЭ. Если с целью упрощения конструкции трансформаторов выбрано значение коэффициента включения выходного сопротивления составного транзистора в контур m =1, то коэффициент включения нагрузки n определяется g 22 кс , (11.18) n= g11 сл где g11 сл – входная проводимость следующего каскада (С13,R16). Устойчивый коэффициент усиления каскодной схемы при включении транзисторов ОЭ-ОБ, ОИ-ОБ или ОИ-ОЗ, ОЭ-ОЗ и коэффициенте устойчивости k у = 0,9 определяется: K кс ≈ 0,45 | Y 21| (| Y 12 + Y 22|) ≈| Y 21| / | Y 12|| Y 22| , (11.19) где |Y21| = S0, |Y12| ≈ ωCк, |Y22| ≈ ωCк( 1+3/ ξ ), ω = ωmax. В диапазоне умеренно высоких частот для схем ОЭ, ОБ, ОИ, ОЗ Y –параметры схемы замещения имеют следующие значения g вых = g 22 (11.20) Cвых = С22 + С м (11.21) Для составных транзисторов ОЭ-ОБ и ОИ-ОЗ g вых кс = g 22кс = g12э (11.22) Свых кс = С12 э + СM , (11.23) где См = 3…5 пФ – емкость монтажа. Коэффициент оптимального включения выхода составной схемы УП в контур определяется dэ − dк , (11.24) m= ρ ⋅ g выхкс входной проводимости следующего каскада g n = m выхкс (11.25) g11 По своим свойствам составная схема ОИ-ОЗ аналогична схеме ОЭ-ОБ. Смешанное включение ОИ-ОБ или ОИ-ОЭ обеспечивает высокое усиление по мощности, поскольку полевые транзисторы дают высокое усиление по току, а биполярные – по напряжению (при работе на высокоомную нагрузку). 617 Каскодные схемы получили широкое распространение при реализации усилителей как по дискретной, так и по интегральной технологии. 8 Литература 1. Радиоприемные устройства: Учебник для вузов/ Н.Н.Фомин, Н.Н.Буга, О.В.Головин и др.; Под ред. Н.Н. Фомина. – М.: Горячая линия -Телеком, 2007. – 520 с. 2. Амелин М.А., Амелина С.А. Программа схемотехнического моделирования MicroCap8. — М.: Горячая линия -Телеком, 2007. – 464 с. 3. Фриск В. В., Логвинов В. В. Основы теории цепей, основы схемотехники, радиоприемные устройства. Лабораторный практикум на персональном компьютере. – М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2008. – 608 с. 4. Разевиг В.Д. Применение программ P-CAD и PSpiсe для схемотехнического моделирования на ПЭВМ, в 4-х вып. М.: Радио и связь, 1992. 5. Петухов В.М. Маломощные транзисторы и их зарубежные аналоги. Справочник Т.1. – М.: КуБК-а, 1997. — 669 с. 6. Павлов В.Н., Ногин В.Н. Схемотехника аналоговых электронных устройств: Учебник для вузов – М.: Горячая линия – Телеком, 2001. – 320 с. Приложение Параметры транзисторов Q2 и Q3 (КТ316В) h21 э = 40…120, Ск = 3 пФ, τ к = 800 пс, f T = 800 МГц. Режим работы транзисторов: Iк02 = Iк03 = 4 мА, U кэ02 = 4, 2 В, U кэ03 = 4, 43 В Параметры контура: Rое = 150 кОм, L = 340 мкГн, Rн = 3 кОм Режим измерения параметров транзистора: Iк = 10 мА, U к = 1 В. 618 ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА №12 СИНХРОННЫЙ АМПЛИТУДНЫЙ ДЕТЕКТОР НА ЯЧЕЙКЕ ГИЛЬБЕРТА 1 Цель работы Освоить принципы построения аналоговых перемножителей сигналов (АПС) на основе интегральных микросхем, исследовать их свойства при использовании в качестве синхронного амплитудного детектора в радиоприемных устройствах. 2 Задание 2.1 Изучить способы построения различные варианты построения амплитудных детекторов стр. 170 – 188 [1], стр.506 – 522 [3] , стр. 82 – 85 [4], стр.248 – 252 [5], приложение к лабораторной работе. Определить во сколько раз амплитуда напряжения огибающей на выходе синхронного детектора отличается при воздействии на его сигнальном входе амплитудно — модулированного колебания с амплитудой несущей Uс10 = 50 мВ и глубиной модуляции m1 = 80% и амплитудой напряжения опорного генератора Uоп = 0,5 В по сравнению со случаем, когда Uс10 = 50 мВ, а Uоп = 50 мВ при условии синхронности и синфазности воздействующих напряжений. 2.2 Экспериментальная часть 2.2.1 Ввести принципиальную схему синхронного детектора. 2.2.2 Обеспечить режимы работы транзисторов перемножителя, параметры источников сигналов и фильтра низкой частоты, подключаемых к выводам детектора, в соответствии с заданием (см. п.4.1). 2.2.3 Исследовать временные характеристики и спектр сигнала на выходе детектора. 2.2.4 Исследовать временные характеристики и спектр сигнала на выходе детектора при детектировании ОАМ. 2.2.5 Амплитудные характеристики синхронного детектора. 2.2.6 Рассчитать фазовую характеристику синхронного детектора в диапазоне температур. 3 Описание схемы синхронного амплитудного детектора на ячейке Гильберта Аналоговые перемножители сигналов, реализующие нелинейное преобразование, предназначены для выполнения операций умножения, деления, извлечения корня квадратного и др. Наибольшее распространение получили интегральные микросборки, реализующие операции модуляции – демодуляции. Построение и исследование свойств синхронного детектора проводится с применением ИМС К140МА1 [3-5], обладающей обширными функциональными возможностями (рис.12.1) 619 Рис.12.1 Синхронный амплитудный детектор построен на интегральном аналоговом перемножителе К140МА1 (внутри прямоугольника), использующем дифференциальные транзисторные пары. В качестве базовых компонентов дифференциальных усилителей применяются n-p-n транзисторы КТ159NT1 [6]. Модель интегрального транзистора КТ159NT1, используемая при схемотехническом моделировании, описана в [7]. Точками обозначены номера выводов ИМС, к которым подключаются внешние цепи, где DG – источник напряжения гетеродина (опорного напряжения), Е1 – источник напряжения сигнала. Резисторы R23 и R24 отображают внутреннее сопротивление подключаемых источников; конденсаторы С2, С3 и С6 являются разделительными. Нагрузкой детектора является входное сопротивление, усилителя низкой частоты, представленного резистором R30, усиливающего сигнал, снимаемый с фильтра. Фильтр НЧ образован выходным сопротивлением транзистора Q7 с параллельно включенным к нему резистором R26 и цепочкой R31 , С5. Реальные схемы синхронных детекторов чаще всего используют в качестве ФНЧ активные фильтры, реализованных с применением БТ или ОУ (см. лаб. р-ту №9). Это увеличивает выходное напряжение и обеспечивает высокую помехоустойчивость. Основное преимущество схемы – перемножение во всех четырех квадрантах (любое сочетание знаков подключаемых источников напряжений DG и Е1). Работа перемножителя основана на электронном управлении коэффициентом усиления диффренциального каскада. Простейшим аналоговым перемножителем сигналов на диффренциальных транзисторных парах является дифференциальный усилитель (например, на транзисторах Q7, Q9 или Q10, Q12) фактически представляющий собой управляемый напряжением дифференциальный делитель тока [4]. 620 4 Методические указания по выполнению работы 4.1 Расчетная часть Для расчета величин, указанных в задании, необходимо считать в первом приближении, что коэффициент передачи синхронного детектора не зависит от амплитуды приложенных напряжений: входного сигнала и опорного генератора. Транзисторы микросхемы КР159NT1 [6,8] обладают режимом в исходной рабочей точке: Iк0 7 = Iк0 9 = Iк0 10 = Iк0 12 = 102 мкА, Uкэ07 = Uкэ0 9 = Uкэ0 10 = Uкэ0 12 = 8,93 В. 4.2 Машинное моделирование 4.2.1 Ввод принципиальной схемы синхронного дектектора Перед выполнении п.2.2.2. следует загрузить систему схемотехнического проектирования МС9 и вызвать в главное окно принципиальную схему синхронного амплитудного детектора на основе схемы универсального аналогового перемножителя сигналов (рис.12.1), находящегося в файле VУАПС СД12.1.CIR. Для этого необходимо выбрать режим FILE основного меню (рис.12.2), в выпадающем окне выбрать файл C:\MC9DEMO\data\VУАПС СД12.1.CIR, вызвав его в основное окно редактора (окно схем). Рис.12.2 В окне схем указаны основные команды и вспомогательные пиктограммы, позволяющие “ собирать” принципиальные или эквивалентные схемы устройств, для последующего анализа по постоянному току, во временной или частотной области и др. Возможности системы схемотехнического моделирования МС9, реализованные в МС8, и, подробно описанные в [1], расширены, дополнены примерами анализа аналоговых и цифровых схем и в некоторых случаях применена другая форма представления моделей компонентов. Например, библиотека диодов, транзисторов, ОУ в отличие от МС8 теперь сформирована в текстовом файле (рис.12.2.1) в папке (рис.12.2.2). После загрузки файла C:\MC9DEMO\data\VУАПС СД12.1.CIR, в центральном окне редактора МС9 должна появиться принципиальная схема синхронного детектора (рис.12.1). Следует убедиться в соответствии параметров компонентов вызванной схемы и, приведенных в описании. 621 Если полученные методические материалы не содержат дискету с файлом принципиальной схемы синхронного детектора, то ее следует ввести самостоятельно, выбрав режим FILE в меню главного окна (рис.12.2), которое представлено командами: File, Edit, Components, Windows, Options, Analysis , Help. Меню File служит для загрузки, создания и сохранения файлов схем, библиотек математических моделей компонентов схем и для вывода схем на принтер. При этом программа автоматически присваивает окну схем некоторый текущий номер (например, circuit2.CIR). Меню Edit служит для создания электрических схем, их редактирования, а также редактирования символов компонентов схем. Команда Components главного меню используется для добавления в создаваемую или редактируемую схему компонентов, в дополнение к содержащимся в каталоге МС9 (каталог содержит более 100 аналоговых и цифровых компонентов). Каталог команды Components можно редактировать, создавая новые разделы иерархии и вводить в них новые компоненты (например, транзисторы отечественного производства). Меню команды Windows позволяет манипулировать открытыми окнами, обеспечивая доступ к редакторам МС9 и калькулятору. Меню Options используется для настройки параметров программы. Меню Analysis предлагает виды анализа введенной принципиальной схемы. Меню Help позволяет обратиться к встроенному файлу помощи и оценить, на приведенных там примерах, возможности программы. Ввод резисторов Создание принципиальной схемы начинается с выбора курсором компонента принципиальной схемы на строке основных компонентов (рис.12.2) и нажатием левой кнопки мыши, например, пиктограммы резистора: (рис.12.2.2a). Перемещение компонента на экране производится при нажатой левой кнопке, а при необходимости изменить положение компонента, щелкают правой кнопкой при нажатой левой кнопке. При отпускании левой кнопки местоположение компонента фиксируется и в окне (рис.12.2.3) ниспадающего меню (рис.12.3) появляет- ся название компонента и предложение (рис.12.2.4) присвоить ему позиционное обозначение (например, R1) с возможностью указывать его на принципиальной схеме. PART — предлагаемое позиционное обозначение может быть изменено на любое другое при активизации указанной строки левой кнопкой мыши. Рис.12.3 622 RESISTANCE — величина компонента или его величина и температурный коэффициент (ТС) изменения сопротивления в модели резистора при изменении температуры. Присвоенное компоненту название, позиционное обозначение и др. и величина будут изображаться в главном окне при вводе принципиальной схемы, если соответствующий параметр будет помечен галочкой SHOW в рамке Name или Value , соответственно. При вводе значения параметров допускается использование масштабных коэффициентов: Значение Префикс Степ.форма 6 10 MEG 10E+6 3 10 K 10E+3 -3 10 M 10E-3 -6 10 U 10E-6 -9 10 N 10E-9 -12 10 P 10E-12 -15 10 F 10E-15 Масштабный коэффициент может содержать и другие дополнительные символы, которые программа игнорирует. То есть величина емкости в 5 пФ может быть введена: 5 PF или 5 Р или 5Е-12. Дробные значения, например сопротивления 4,3 кОм, задаются как 4.3к. В ниспадающем меню (рис.12.2.5) (рис.12.3) так же можно FREQ – вводить информацию о законе изменения сопротивления при изменении частоты (FREQ, используется при анализе только в частотной области). MODEL — ввести дополнительное нестандартное обозначение компонента (например, RMODEL), COST – коэффициент, отражающий стоимость резистора из общей стоимости узла (схемы, устройства). POWER — указать, какая часть мощности (например, 0,7) рассеивается на компоненте, от общей мощности, потребляемой узлом, в соответствие с документом на разработку устройства (техническим заданием), SHAPEGROUP – указывать массив условно графических обозначений (УГО), к которому принадлежит компонент (обычно принимается по умолчанию) и PACKADE — тип корпуса, из ранее введенного списка корпусов (типо-размеров). Последние из указанных параметров обычно используются в программе PCAD при разработке топологии печатной платы и оценке стоимости устройства (если это предполагается в задании). Подтверждением окончания ввода любого компонента является нажатие кнопки OK. Если какие-либо сведения введены неверно, то нажатие кнопки Cancel ,отменяет всю введенную информацию о компоненте. Другие активированные кнопки подменю (рис.12.2.5) позволяют: (рис.12.2.6) — изменять размеры, цвет и шрифт комментариев, при описании атрибутов компонента (обычно применяется по умолчанию), (рис.12.2.7) — добавлять к перечню характеристик компонента (PART, RESISTANCE и др.) дополнительные характеристики по желанию пользователя, - (рис.12.2.8) удалять любую из приведенных характеристик (активируется при размещении курсора не какую-либо строку характеристик в окне компонента), (рис.12.2.9) — отображать в диалоговом режиме способ получения заданного значения, например, величины сопротивления резистора (принимается по умолчанию). (рис.12.2.9a) — выводить на экран монитора УГО компонента, (рис.12.2.10) — переход в файл помощи (комментарии к описанию компонентов и их характеристик в подменю (рис.12.2.5) ). (рис.12.2.11) — переход в главное меню файла помощи, 623 (рис.12.2.12) — отображать в открывающемся диалоговом окне возможность получения выбранной величины, например, величины сопротивления резистора, как эталонного. Строка (рис.12.2.13) реализует возможность вывода на экран дисплея значений токов , мощностей (рис.12.2.14) и температуры (рис.12.2.15), при которых они получены. При этом можно корректировать цвета надписей (рис.12.2.16), выводимых на экран. Выбор других режимов, нажатием левой кнопкой мыши в соответствующем окне, позволит помечать точками концы компонента (рис.12.2.17), присваивать им названия (рис.12.2.18) или номера (рис.12.2.19) . Активизация (по умолчанию) режима (рис.12.2.20) — обеспечивает возможность включения в процесс моделирования выбранного компонента, (рис.12.2.21)- выделяет цветом резистор при его вводе и удалении. Ввод транзисторов Транзистор типа NPN, выбирается пиктограммой (рис.12.2.22)на второй строчке главного меню, устанавливается в схему, как описывалось ранее, и затем, на ниспадающем меню NPN:NPN Transistor (рис.12.4), выбираются: PART – позиционное обозначение компонента (Q1), VALUE — характеристика, определяющая его активный режим (может пропускаться), MODEL – используемый транзистор – K159NT1. Рис.12.4 Если параметры транзистора были ранее введены в библиотеку, то программа обращается к файлу (рис.12.2.23) и они высвечиваются в окнах параметров транзистора. При отсутствии в списке, предлагаемом в активированном окне справа, транзистора K159NT1, параметры модели транзистора необходимо ввести в подсвеченных окнах (рис.12.2.23) , вместо параметров, представленных в окнах, предварительно нажав кнопку New (рис.12.4): .MODEL K159NT1 NPN(Is=1.32f Xti=3 Eg=1.11 Vaf=67.4 Bf=406.4 Ne=1.352 Ise=1.32f Ikf=19.03m Xtb=1.5 Var=48 Br=.7633 Nc=2 Isc=840f Ikr=120u Rb=72 Rc=5.4 Cjc=1.65p Vjc=.7 Mjc=.33 Fc=.5 Cje=6.15p Vje=.7 Mje=.33 Tr=155.2n Tf=146.9p Itf=48m Xtf=2), остальные параметры модели транзистора принимаются по умолчанию. Указанные параметры в представленном виде можно ввести, выбрав в окне схем (рис.12.2) закладку (рис.12.2.24) . 624 Ввод параметров источника гармонического сигнала Для ввода источника гармонического сигнала необходимо, находясь в окне схем (рис.12.5) последовательно активизировать меню Component → Analog Primitives → Waveform Sources → Sine Source. Рис.12.5 Находясь в подменю (рис.12.2.25), описываем модель генератора гармонических сигналов, присваивая ему позиционное обозначение PART V3 и тип модели MODEL DG (модель источника опорного напряжения). Параметры модели F, A, DC и т.д. вводятся в соответствие с рис.12.5. Список компонентов заносится в текстовый файл после активизации строки MODEL, нажатия кнопки (рис.12.2.26), присвоения названия модели генератора синусоидальных сигналов на выпадающем меню (рис.12.2.25) и заполнения окошек, определяющих параметры генератора. Параметры генератора задают, указывая в окне А — величину амплитуды сигнала (в вольтах, используется только при анализе во временной области), DC — значение постоянной составляющей (в вольтах), PH — значение начальной фазы сигнала (в градусах) , F — значение частоты генератора гармонических сигналов (в герцах, используется только при анализе во временной области), RS — величину внутреннего сопротивления источника сигналов (в Омах), RP — период повторения моделируемого процесса (если процесс затухающий, при указанной величине постоянной времени TAU, сек.), TAU – постоянная времени затухания переходного процесса. Если параметры генератора были ранее введены, и хранились в текстовом файле (рис.12.2.27) , то требуемый генератор выбирают активизацией соответствующей строки в правом окне (рис.12.2.25). подменю В последующем, при работе с этим файлом и повторном обращении к меню Component на закладке Analog Primitives появляется укороченный список компонентов, применявшихся ранее. 625 Ввод параметров источника ЭДС, задаваемого функцией Для ввода параметров источника входного сигнала (E1), применяемого в последующем, необходимо воспользоваться командой Component, последовательно выполнив Component→Analog Primitives→Function Sources→ NFV (рис.12.6), выбираем в качестве источника воздействия функционально описываемый источник ЭДС — Е1. Рис.12.6 Выбрав тип источника сигнала нажатием левой кнопки мыши при активной строке (рис.12.2.28), переходим в подменю (рис.12.2.29). Назначение основных кнопок и окон здесь аналогично, описанным ранее, для источника гармонического сигнала (рис.12.5). В основном окне программа присваивает вводимому источнику позиционное обозначение Е1 в строке (рис.12.2.30). В строке (рис.12.2.31) приводится аналитическое выражение, задающее закон изменения выходного напряжения. Как видно из выражения, на вход синхронного детектора подается амплитудно-модулированный сигнал с глубиной модуляции m = 0,9 и амплитудой несущего колебания U0 = 0,25 В. Частота несущего колебания составляет fпр = 465 кГц с нулевой начальной фазой, а модулирующего F = 1 кГц. Форма напряжения на выходе реализуемого источника сигнала выводится на (рис.12.2.32). экран монитора, нажатием на кнопку Задание в строке (рис.12.2.33)функциональной зависимости некоторого параметра от частоты (например, напряжения в некотором узле) F , позволяет исследовать поведение некоторого другого параметра (тока, мощности и др. на некотором компоненте, узле) в заданной частотной области. (рис.12.2.34)- указывается выражение, определяющее характер частотной зависимости, (рис.12.2.35) (по умолчанию – выбирается программой) указывается метод формирования выходного сигнала источника (возможны варианты для профессиональной версии МС9: алгебраический, численный). Остальные позиции при задании параметров зависимого источника сигнала аналогичны, описанным ранее (рис.12.5). Ввод батареи источника питания Питание схемы преобразователя частоты осуществляется от двух источников ЭДС V1 и V2. Величина напряжения источников питания принимается равной 12В. Подключение (рис.12.2.36) в источника питания (батареи) в схему после выбора его пиктограммы строке главного меню и задания параметров (рис.12.7) должно проводиться с учетом места подключения и типа проводимости транзистора. 626 Рис.12.7 Ввод соединительных линий Соединительные линии между элементами схемы прочерчивают, используя кнопку ввода ортогональных проводников (рис.12.2.37)Wire Mode (изображение линии) на панели инструментов (рис.12.2). Завершается ввод принципиальной схемы подключением к общей шине “электрической земле“ условно-графического обозначения пользуя строку основных компонентов (рис.12.1) окна схем. (рис.12.2.38)“земли”, ис- Удаление (коррекция) компонентов принципиальной схемы При необходимости коррекции некоторых элементов принципиальной схемы необходимо вначале удалить соответствующий элемент (компонент, линию ), нажав левой кноп кой мыши стрелку (рис.12.2.39)-“изменение режима “ окна главного меню, активизировать режим (Select Mode) редактирования элементов или компонентов схемы. Затем, поведя курсор к компоненту, нажать левую кнопку мыши. При этом подсвечивается, обычно зеленым цветом, компонент или соответствующий текст на принципиальной схеме и затем, войдя в меню EDIT, выбирают CUT и удаляют необходимые атрибуты. Возникающие трудности при удалении элементов или вводе новых устраняются с использованием программы HELP главного меню. 4.2.2 Режимы работы транзисторов по постоянному току Закончив ввод компонентов принципиальной схемы и, проверив их значение, нажа(рис.12.2.40) Node Numbers (номера узлов) в окне схем определяют узлы, тием кнопки на которые подаются или с которых снимаются напряжения. Запомнив, или записав их, переходят в режим анализа усилителя по постоянному току, последовательно выполнив (рис.12.2.41) (рис.12.2.42) (рис.12.8) 627 . На выпадающем подменю Токи в ветвях Напряжения в узлах Рис.12.8 активирована кнопка «Напряжения в узлах», что позволяет рассчитывать напряжения для (рис.12.2.43)температуры 27оС (или списка значений). выбранной в строке Выбор режима Place Text (установка метки) позволяет получать на экране монитора, одновременно с величиной напряжения в узлах, значения температуры, при которой они определены. Как показано на рис.12.8 активизированы кнопки (рис.12.2.44), что позволяет отображать в окне схем условия анализа, например (рис.12.2.45) ( (рис.12.2.46) анализ схемы на постоянном токе, для температуры 27оС и отображением постоянных напряжений в узлах) с сохранением присвоенных програм(рис.12.2.47) компонентов. Для получения значений мой позиционных обозначений постоянных токов в цепях принципиальной схемы (рис.12.1) необходимо повторно нажать на кнопку нумерации узлов (рис.12.2.40) (рис.12.8) и активизировать кнопку (рис.12.2.48). Активизация кнопки (рис.12.2.49) , позволяет выводить на экран значения мощности постоянной составляющей, выделяющейся на резисторах. Цифровое значение в процентах, в окне строки (рис.12.2.50), указывает на возможность дискретно изменять значение сопротивления резистора или источника на 10% от номинального, заменой постоянных резисторов на переменные. Это происходит всякий раз выбором на клавиатуре кнопки Up Arrow или Down Arrow , при условии предварительной активизации выбранного компонента, нажатием на пиктограмму (рис.12.2.39) -“изменение режима “ в окне схем. Определите значения токов в ветвях и оцените степень отличия их значений от требуемых в п.4.1. Она не должна превышать одного процента. При этом нумерация компонентов может отличаться от, приведенной на рис.12.9, и это не требует редактирования. Однако это следует учесть при анализе свойств синхронного детектора в частотной или временной области. 628 Рис.12.9 Примечание: при правильном вводе значений компонентов принципиальной схемы преобразователя частоты, режимы работы транзисторов по постоянному току должны соответствовать, указанным в задании. 4.2.3 Временные характеристики и спектр на выходе синхронного детектора Исследование свойств ПрЧ, реализованного с применением универсального аналогового перемножителя частоты во временной области проводится с применением принципиальной схемы (рис.12.10) и воздействии на входе амплитудно-модулированного напряжения с амплитудой несущей U 0 = 0,25 В. 629 Рис.12.10 Источник опорного напряжения c нулевой начальной фазой (гетеродина DG), формирует гармоническое напряжение с амплитудой U г = 3 В и частотой F = 465 кГц (рис.12.11). Рис.12.11 Рис.12.12 Это отличает амплитуду и частоту сигнала генератора DG от значений, приводимых в (рис.12.2.25) , источников сигналов: 1 списке правого окна подменю MHZ, 3PHASEA, 3PHASEB, 3PHASEC, 60 HZ (рис.12.5). Форма напряжения источника сигнала Е1 (рис.12.12) Несколько отличается от «классического» вида АМ сигнала, что связано с относительно низкой частотой несущего колебания – 465 кГц. Форма напряжения выходного сигнала для указанных значений амплитуд воздействующих напряжений и его спектр получается последовательным выполнением команд в окне схем: Analysis, Transient…, Transient Analysis Limits, Run (рис.12.13). 630 Рис.12.13 Значения пределов анализа и исходные условия, вид кривых, выводимых на экран мони(рис.12.2.51) (рис.12.13) тора, описаны в подменю Кнопки на верхней строке означают: (рис.12.2.52)- вход в режим анализа (рис.12.2.53) -добавление строки, в перечень выводимых на экран монитора, содержание которой определяется положением курсора перед нажатием кнопки, (рис.12.2.54)- удаление строки, выводимых на экран монитора результатов, номер которой определяется положением курсора перед нажатием кнопки, (рис.12.2.55)- ввод дополнительной информации в окно, определяемое положением курсора, (рис.12.2.56)- подменю, реализующее пошаговое изменение параметров компонентов принципиальной схемы по закону, определяемому свойствами подменю (рис.12.2.57) — подменю “свойства” описывающее возможности, предоставляемые МС9 при анализе во временной области (изменение перечня выводимых кривых, цвета, расчет спектральных характеристик на ограниченном интервале времени и др.) (рис.12.2.11)- файл помощи. Окно (рис.12.2.58) определяет пределы временного анализа; задается в формате: 631 верхняя граница, нижняя границ, шаг разбиения всего интервала анализа (можно задавать только верхний предел, что означает наличие только верхней границы анализа, например, t = 10 мсек, с нижней границей t =0), (рис.12.2.59)- максимальный шаг разбиения заданного интервала анализа. Система МС9 выбирает наибольший интервал интегрирования, ограниченный лишь точностью, составляющей по умолчанию 0,01 на каждом интервале, (рис.12.2.60) — число точек выводимых на печать (вместо изображения кривой на экране монитора) при активизации пиктограммы щей строке, (рис.12.2.61) в соответствую- (рис.12.2.62)- указывается температура, при которой проводится анализ, или список температур, или закон ее изменения, (рис.12.2.63)- указывает число повторений вывода на экран монитора результатов расчета, ранее сохраненных, при выборе в окне (рис.12.2.64) (варианты расчета) с помощью линейки прокрутки опции Retrieve (восстановление) (рис.12.2.65)- выбор с помощью линейки прокрутки способа (рис.12.2.66) Normal – обычный, копредставления результатов анализа гда результаты расчета выводятся на экран монитора без сохранения их на диске, Save – сохранение, результаты не выводятся на экран, а записываются на диске, Retrieve – восстановление, когда результаты расчета, записанные ранее на диске выводятся на экран, как полученные при моделировании, (рис.12.2.67)- начальные значения переменных, используемых при моделировании, (рис.12.2.68) выбор строки предполагает использование в качестве начальных значений переменных (рис.12.2.69) — нулевые (наиболее часто используемый вариант), (рис.12.2.70)- считывать ранее записанные значения, (рис.12.2.71)- однократно использовать текущие значения, (рис.12.2.72)- расчет проводится количество раз, указанное в строке (рис.12.2.73) . В качестве начальных значений используются, рассчитанные по постоянному току, перед первым анализом во временной области. (рис.12.2.74) — расчет режимов АЭ в рабочей точке по постоянному току, (рис.12.2.75)- проводится только расчет по постоянному току (если помечается), (рис.12.2.76) — автоматический выбор пределов для результатов, представляемых на 632 экране монитора (если помечена строка), (рис.12.2.77) — накапливает результаты моделирования (кривые, графики) редактируемой схемы (если помечена строка). Результаты моделирования могут быть представлены на одной или нескольких страницах (рис.12.2.78), если есть указание в этой колонке. (рис.12.2.79)- указывает номер рисунков, которые могут быть помещены в одну систему координат при совпадении номера. Пределы представления кривых выбираются из числа наибольших, для выводимых зависимостей. (рис.12.2.80) — выражение или обозначение переменной по оси абсцисс, (рис.12.2.81)- выражение или обозначение выводимой переменной по оси ординат, (рис.12.2.82) — пределы изменения аргумента на экране монитора по оси абсцисс, (рис.12.2.83)- пределы изменения функции на экране монитора по оси ординат. Крайние слева пиктограммы (рис.12.2.84)в каждой строке результатов позволяют выбирать способ изменения аргумента и функции в каждой системе координат, например, линейный по оси абсцисс и линейный по оси ординат. Нажатие на пиктограмму (рис.12.2.85) предоставляют возможность выбора цвета кривой, выводимой на экран. Как видно из рис.2.12, на экран монитора выводится напряжение в узле 31 (на входе усилителя низкой частоты), а также рассчитанный спектр этого сигнала (Harm (V(31)). Для расчета спектра выходного сигнала после окончания переходных процессов, например на временном интервале 8 мс ÷ 10 мс, выполните команду (рис.12.2.86) , (рис.12.2.51). На выпадающем находясь в подменю подменю (рис.2.14) выберите закладку FFT (быстрое прямое преобразование Фурье) и укажите основные параметры для расчета спектральных характеристик Рис.12.14 (рис.12.2.87)- верхний предел анализа временных характеристик, (рис.12.2.88)- нижний предел анализа временных характеристик, 633 (рис.12.2.89)- количество точек, используемых для вычисления спектральных составляющих. С помощью линейки прокрутки можно изменять их число и, соответственно, точность рассчитанных значений амплитуд составляющих спектра. Расширение интервала анализа увеличивает число вычисленных спектральных составляющих. В рамке (рис.12.2.90) указываются число рассчитываемых гармоник, с автоматическим выбором масштаба по отношению к первой гармонике и выводом на экран монитора ЭВМ постоянной составляющей спектра (рис.12.2.91) (помечается пользователем) а так же число выводимых гармоник (рис.12.2.92). (рис.12.2.93)- процедура расчета амплитудного спектра выбирается по умолчанию или (рис.12.2.94) устанавливается пользователем (выбирается нажатием кнопки). Примечание: время расчета временных характеристик и спектра выходного сигнала составляет примерно 25 секунд. Повторите расчет указанных характеристик при неизменной амплитуде несущего колебания U 0 = 250 мВ (генератор Е1) и опорного генератора (генератор DG) U г = 3 В, при частоте модулирующего колебания F = 5 кГц, воспользовавшись подменю (рис.12.2.51) с измененными пределами в колонке (рис.12.2.82)и (рис.12.2.83) (рис.12.15) с исключением влияния на выходной спектр процессов установления. Рис.12.15 Приведите распечатку полученных результатов анализа с вычисленными значениями амплитуды выходного напряжения и коэффициента гармоник. 4.2.4 Временные характеристики синхронного детектора при воздействии однополосной амплитудной модуляции (ОАМ) Исследуем процесс детектирования ОАМ, применив принципиальную схему синхронного детектора (рис.12.16) 634 Рис.12.16 Параметры источника опорного напряжения (DG) приведены на рис.12.17 (подменю ) (рис.12.2.25), а источника входного воздействия – на рис.12.18 (в качестве источника входного воздействия так же можно использовать источник гармонического сигнала). Рис.12.17 Рис.12.18 Как и при воздействии амплитудно-модулированного сигнала, напряжения подключенных источников обладают равными (нулевыми) начальными фазами. Последовательно выполнив команды, находясь в окне схем: Analysis, Transient…, Transient Analysis Limits, Run получаем результаты моделирования (рис.12.19) 635 Рис.12.19 Для пределов анализа, указанных в подменю (рис.12.2.51) и условий для расчета амплитудного спектра (на закладке ) (рис.12.3.1) на выходе синхронного детектора, соответствующих рис.12.13, определяем величину амплитуды низкочастотного напряжения, используя метод двух курсоров. Повторите моделирование при воздействии на входе синхронного детектора ОАМ сигнала с частотой 460 кГц, изменив пределы анализа в подменю (рис.12.2.51) (рис.12.20). Рис.12.20 К отчету приложите распечатку результатов моделирования с вычисленным значением коэффициента гармоник. 4.2.5 Амплитудные характеристики синхронного детектора Одной из самых важных характеристик, определяющих нелинейные искажения устройства, является амплитудная характеристика. Для преобразователей, которым также является синхронный детектор, различают амплитудную характеристику по напряжению опорного генератора, которая является зави636 симостью выходного напряжения от амплитуды опорного генератора и амплитудную характеристику по напряжению сигнала. Амплитудная характеристика синхронного детектора по напряжению опорного генератора Расчет амплитудных характеристик проводим с использованием принципиальной схемы СД (рис.12.21). Рис.12.21 Для параметров генератора входного сигнала с ОАМ, реализованного как источник гармонического сигнала (DS), с показателями, описанными в подменю (рис.12.2.25) (рис.12.22) и источника опорного напряжения с показателями (рис.12.16) рассчитываем форму напряжения на выходе синхронного детектора. Рис.12.22 637 Для сокращения времени расчета временных характеристик скорректируем условия анализа в подменю (рис.12.2.54) (рис.12.23), уменьшив (рис.12.3.2) до 5 мс, и, увеличив максимальный время расчета шаг разбиения заданного интервала анализа (рис.12.3.3) до 200 мкс. Рис.12.23 Переходные процессы, как видно из формы выходного напряжения, к моменту вывода его на экран монитора, закончились. Это позволяет выбрать интервал времени, вблизи максимального значения, для оценки амплитуды выходного сигнала при вариации амплитуды напряжения опорного генератора. Другие параметры (частота, фаза и др.) источника опорного сигнала остаются неизменными, как и параметры источника детектируемого сигнала (DS). B режим варьирования амплитуды опорного генератора входят, нажав кнопку (рис.12.2.56), находясь в подменю (рис.12.2.51) (рис.12.23). (рис.12.3.4) Используя линейку прокрутки в левом окне подменю (рис.12.24) выбираем варьируемый компонент V3 – источник опорного напряжения. С помощью правой линейки прокрутки выбираем варьируемый параметр А (рис.12.25) 638 Рис.12.24 Рис.12.25 (рис.12.3.5) (рис.12.25) содержится (рис.12.3.6)- что варьируется (выбранный компонент), и указываются, предлагаемые программой, некоторые значения, которые необходимо заменить на требуемые. (рис.12.3.7)- наименьшее значение амплитуды (В) опорного генератора, проводится ее изменение, (рис.12.3.8)- наибольшее значение амплитуды опорного генератора, (рис.12.3.9)- величина шага изменения амплитуды. (рис.12.3.10), в рамке Подтверждаем режим вариации параметра, помечая точкой На закладке (рис.12.3.11). Метод изменения параметра (помечается точкой) выбирается линейным (рис.12.3.12), хотя возможен или логарифмический (рис.12.3.13) , или в соответствии со списком ется, что варьироваться будет параметр компонента (рис.12.3.15) , а не модели или индекс (рис.12.3.14). В рамке помеча- компонента. В рамке (рис.12.3.16) указывается способ изменения компонента (шаг определяется отдельно для каждого цикла, независимо), или одновременно для всех вложенных циклов (помечается точкой другой вариант). Нажатие кнопки (рис.12.3.17)в нижней строке подменю (рис.12.3.4)позволяют проводить изменение всех компонентов (моделей, индексов) или исключить варьирование всех указанных в подменю величин Нажатие на кнопку (рис.12.3.18). (рис.12.3.19) определяет варьирование помеченных вели- чин по умолчанию (описанными для каждой законом). Кнопка (рис.12.3.20) определяет момент перехода в режим варьирования параметров, а кнопка (рис.12.3.21)- отказ от всех указаний на какие-либо изменения величин, описанных в окне схем. Кнопка ню (рис.12.2.11) позволяет обращаться к файлу помощи из подме(12.2.56). Установив указанные (рис.12.25) условия варьирования ампли639 туды опорного генератора, нажатием на кнопку (рис.12.3.20) , переходим в окно результатов и, активизируя пиктограмму (рис.12.3.22), переходим в режим расчета амплитудной характеристики синхронного детектора. Заданные пределы изменения амплитуды в подменю (рис.12.2.56) должны совпадать с пределами, указан- ными в подменю (рис.12.2.82). (рис.12.2.51) (рис.12.26) в колонке Рис.12.26 Для графика выходного напряжения, выводимого на экран монитора, по оси абсцисс откладывается среднеквадратичное значение напряжения в узле (V(24)), умноженное на 2, являющееся амплитудой напряжения на выходе опорного генератора V3 (рис. 12.16). По оси ординат откладывается, рассчитанное в очень узком интервале времени (2 мкс), значение выходного напряжения (амплитуда напряжения на выходе СД). Соединив вершины вычисленных значений амплитуд выходного напряжения плавной линией, получаем практически линейную амплитудную характеристику по напряжению опорного генератора. Повторите проделанный расчет для амплитуды напряжения сигнала, указанной в подменю (рис.12.2.25) и пределов варьирования амплитуды напряжения опорного генератора (подменю , рис.12.3.4). 640 Рис.12.27 Рис.12.28 Одновременно скорректируйте пределы изменения амплитудной характеристики по оси абсцисс (рис.12.2.82) ординат (рис.12.2.83) (рис.12.29). Рис.12.29 Распечатку графика амплитудной характеристики для указанных условий приложите к отчету. Амплитудная характеристика синхронного детектора по напряжению сигнала Методика расчета амплитудной характеристики по напряжению сигнала сходна, с рассмотренной выше, при расчете амплитудной характеристики по напряжению опорного генератора. Отличие состоит в том, что теперь варьируется амплитуда напряжения входного сигнала (генератора GS, V4 на рис.12.30) при постоянной амплитуде напряжения опорного генератора (рис.12.31). 641 Рис.12.30 Рис.12.31 Проведите расчет амплитудной характеристики по напряжению сигнала для условий, определяемых подменю (рис.12.2.51) (рис.12.32) Рис.12.32 Распечатку результатов моделирования приложите к отчету. 4.2.6 Фазовая характеристика синхронного детектора Для получения фазовой характеристики синхронного детектора воспользуемся принципиальной схемой (рис.12.33) 642 Рис.12.33 В качестве источника сигнала и опорного генератора используются источники гармонических сигналов DG и DS (рис.12.34). Рис.12.34 Рис.12.35 Параметры источников отображаются в текстовом файле на экране монитора при использовании закладки (рис.12.2.24) в нижней части окна меню схем (рис.12.33). Параметры, отсутствующие в описании модели, принимаются по умолчанию. При проведении моделирования параметры источника сигнала будем оставлять без изменения, а фазу источника опорного сигнала будем изменять через 10о (π /18). Пределы и закон изменения фазы опорного генератора DG (V3) задаем в подменю (рис.12.3.4) (рис.12.35): изменяемый компонент (V3) выбирается с помощью левой ли643 нейки прокрутки строке в (рис.12.3.23) , а изменяемый параметр ( ) (рис.12.3.24) – с помощью правой. Разность фаз немодулированных напряжений опорного и сигнального генераторов определяется значением постоянного напряжения на выходе синхронного детектора с вычетом величины постоянного напряжения в узле (V(30)), определяющегося режимом работы активных компонентов ИМС. Величина постоянных напряжений в узлах схемы определяется последовательным выполнением: Analysis → Dynamic DC…→ Dynamic DC Limits → Node Voltages → OK . Постоянное напряжение на выходе синхронного детектора, определяющееся как среднее значение (рис.12.3.25)напряжения в установившемся режиме на относительно малом промежутке времени в три микросекунды (столбец (рис.12.2.51) рис.12.36) (рис.12.2.81) подменю Рис.12.36 Полученное семейство значений выходного напряжения (полное время расчета составляет примерно 5 минут) соответствует стационарному режиму (после завершения переходных процессов). Значения выходного напряжения будем определять на момент окончания расчетов (T = 5 мс.). Для этого воспользуемся методом двух курсоров, определяя значение напряжения в узле (V(30)) при Т = 5 мс, выполнив: активировав пиктограмму (рис.12.3.26) (Peak), левым кнопкой мыши выбираем пиктограмму (рис.12.3.27) (Go To X) и на выпадающем подменю (рис.12.3.28) указываем время (рис.12.3.29) определения значений функции (рис.12.2.21). Затем активируя (рис.12.3.30) (Go TO B ranch) переходим в подменю пиктограмму (рис.12.3.31), где с помощью линейки прокрутки (рис.12.3.32) выбираем значения фазы опорного генератора, например ноль радиан и нажимаем кнопку (рис.12.3.34). Кривые, (рис.12.3.33), а затем 3.1459 радиан и нажимаем кнопку соответствующие этим значениям фазы опорного генератора, отображаются красным и 644 серым цветом, а маркер правого курсора будет показывать момент времени и значение напряжения на нагрузке для выбранной фазы генератора. Определив, таким образом, значения выходных напряжений на нагрузке детектора для всех варьируемых величин фаз опорного генератора, вручную или с помощью программы MathCad построим фазовую характеристику синхронного детектора для нормальной температуры (рис.12.3.36)Co. (рис.12.3.35) Для внешней температуры Т = 50 оС повторите эксперимент, указав эту величину в (рис.12.2.51). Полученные значения напряподменю жения на выходе детектора используйте для построения фазовую характеристику, которую постройте в одной системе координат совместно с, рассчитанной для нормальной температуры. Полученные характеристики приложите к отчету. 5 Содержание отчета Отчет должен содержать: • наименование и цель работы; • исследуемую принципиальную схему; • распечатку спектра амплитуд напряжения на нагрузке детектора и значение кг % при воздействии АМ сигнала и значениях модулирующей частоты F = 1 кГц и F = 5 кГц; • распечатку спектра амплитуд напряжения на нагрузке детектора и значение кг % при воздействии ОАМ сигнала и значениях частоты сигнала fс = 464 кГц и f с= 460 кГц ; • амплитудные характеристики по амплитуде входного сигнала и амплитуде опорного генератора; • фазовые характеристики для значений температуры окружающей среды t = 27 o C и t = 50 o C; • краткие выводы. 6 Контрольные вопросы 1 Какие существуют способы реализации СД ? 2 Изобразите структурную схему СД для приемника с перестраиваемым по частоте радиотрактом; поясните назначение отдельных узлов. 3 Синхронный детектор можно применять для детектирования сигналов с амплитудной модуляцией (однополосной АМ, ЧМ, ФМ)? 4 Какие требования должны быть выполнены для параметров опорного генератора? 5 Как влияет амплитуда опорного генератора на отношение сигнал/шум на выходе детектора? 6 Какие искажения выходного сигнала создает воздействие мощной гармонической помехи? 7 К чему приводит отсутствие синхронности (синфазности) несущей входного сигнала и опорного генератора? 8 В чем отличие структурных схем синхронного детектора и преобразователя частоты? 9 Каковы требования к фильтру низкой частоты на выходе СД? 10 Назовите основные преимущества СД по сравнению с диодным детектором. 11 Поясните принцип действия аналоговых перемножителей сигналов на основе ячейки Гильберта. 12 В чем преимущество перемножителей сигналов на основе ячейки Гильберта по сравнению с традиционными схемами преобразователей (перемножителей) на биполярных (полевых) транзисторах? 645 7 Краткие теоретические сведения Детекторы амплитудно-модулированных сигналов Приемники радиовещательных сигналов, обладающих относительно низкой чувствительностью, широко используют для детектирования сигналов с амплитудной модуляцией простейшие диодные амплитудные детекторы (АД), работающие в линейном режиме [1,3]. Это позволяет обеспечивать минимальные нелинейные искажения в приемнике, обусловленные детектором. Повышение чувствительности радиоприемников одновременно с освоением области высоких и очень высоких частот (декаметровый и метровый диапазон длин волн), уменьшает уровень входного сигнала и как следствие, переводит работу АД в режим квадратичного детектирования. Использование нелинейного участка характеристики детектирования, при воздействии одного слабого АМ сигнала, увеличивает уровень нелинейных искажений. Одновременное воздействие на входе детектора слабого полезного и сильного мешающего воздействий, приводит в безинерционном АД к подавлению слабого сигнала сильным, что внешне проявляется в том, что вблизи настройки на мощную станцию сигналы соседних станций не обнаруживаются. Синхронный детектор широко применяется в аналоговых стереофонических приемниках спутникового радиовещания и многоканальных системах связи, а так же в системах подвижной связи, в структуре I-Q демодуляторов и узлов синтезаторов частот [4,5]. При этом безинерционный детектор, работающий в режиме сильных сигналов, улучшает отношение сигнал/помеха. Условия лучшего прохождения полезного сигнала через детектор можно создать за счет введения в цепь детектора большого напряжения специального гетеродина, которое увеличивает напряжение несущей частоты полезного сигнала. В этих условиях полезный сигнал, с искусственно увеличенной несущей за счет напряжения гетеродина, выступает как сильный сигнал, обеспечивающий подавление всех других сигналов, подводимых к детектору. Структурная схема синхронного детектора фактически совпадает со схемой фазового детектора, при постоянной фазе входного сигнала (рис.12.37). Рис.12.37 Под воздействием генератора периодически, с частотой гетеродина, изменяется параметр (обычно крутизна) преобразовательного элемента. По принципу действия это совпадает с работой преобразователя частоты. Отличие наблюдается лишь в реализации фильтра на выходе детектора, являющего фильтром низкой частоты, выделяющим полезный продукт преобразования – спектр, определяющий характер изменения во времени амплитуды входного сигнала. Частоту гетеродина выбирают равной частоте несущего колебания на входе детектора: f г = fc, т.е. гетеродин должен быть синхронным с входным воздействием. Ток i2 на выходе преобразовательного элемента при условии постоянства ампли- 646 туды входного сигнала и с учетом фазы входного сигнала φс и начальной фазы напряжения гетеродина φг i2 ≈ S0U c cos(ωc t + ϕc ) + 0,5S1U c (cos(2ωct + ϕ c + ϕг ) + cos(ϕ c − ϕ г )) + .... (12.1) Выходной ток преобразователя содержит составляющие с частотами fc, 2fc, … и постоянную составляющую, определяемую разностью фаз напряжений сигнала и гетеродина Δφ = φс — φг. Полезная составляющая – постоянная составляющая выходного тока, протекающего через Rн i20 ≈ 0,5S1U c cos(ϕ c − ϕ г ) (12.2) создает напряжение uн0 (12.3) uн0 ≈ i20 Rн ≈ 0,5S1U c Rн cos(ϕ c − ϕ г ) Как следует из (12.3) наличие модуляции у входного сигнала Uс(t) приведет к появлению на выходе детектора напряжения в соответствии с законом изменения амплитуды входного сигнала. Одновременно, выходное напряжение определяется так же разностью фаз Δφ = φс — φг. Очевидно, наибольшее напряжение на выходе детектора u н создается при условии: φс = φг , т.е. должна обеспечиваться не только синхронность, но и синфазность воздействующих на детектор напряжений ( cos(φс — φг) = 1). Если разность фаз Δφ = φс — φг = ± 90о, то напряжение на выходе фильтра низких частот (cos Δφ =0) отсутствует u н = 0. Возможны три способа получения синхронного напряжения: 1. выделение несущего колебания полезного сигнала узкополосным фильтром с последующим усилением его до необходимой величины; 2. синхронизация местного гетеродина выделенным несущим колебанием; 3. автоподстройка частоты местного гетеродина под выделенное несущее колебание с точностью до фазы. Наилучшие результаты дает использование двух последних способов. Синхронизация местного гетеродина может нарушаться за счет воздействия помех, поэтому в синхронном приемнике особое значение имеет помехоустойчивость блока синхронизации. Блок синхронизации должен пропускать к местному гетеродину только напряжение несущего колебания полезного сигнала; в этом случае, очевидно, что он должен обладать более высокой избирательностью по сравнению с избирательностью высокочастотного тракта приемника. Упрощение блока синхронизации возможно при выделении канала синхронизации свободного от помех и повышении уровня синхронизирующего напряжения. Другой практической задачей синхронного приема является обеспечения условий безинерционного детектирования сигналов, что осуществляется уменьшением постоянной времени нагрузки детектора ( τ н = Сн Rн ). Синхронный детектор приемника не должен бояться перегрузок, которые вызывают нелинейные искажения сигнала и уменьшают реальную чувствительность приемника. Достижение условия синхронности и синфазности гетеродина реализуется в блоке синхронизации, включающем в себя узкополосный фильтр, для выделения напряжения несущего колебания и системы фазовой автоматической подстройки частоты гетеродина, управляемой u с. Детектор под воздействием нескольких немодулированных сигналов Для систем радиовещания с плавной настройкой приемника на выбранную частоту используют структурную схему (рис.12.38) 647 Рис.12.38 В реальных условиях на входе приемника действует одновременно несколько сигналов различного уровня (Uc1, Uc2, Uc3, … – амплитуды несущих колебаний на соответствующей частоте f1, f2, f3 , …). Предположим, что сигнал на частоте f1 обладает большей амплитудой (Uc1> Uc2) по сравнению с сигналом на частоте f2, при этом f1< f2. Рассмотрим процесс детектирования при одновременном воздействии только этих двух сигналов с помощью векторной диаграммы. Полагая, что плоскость вращается с угловой скоростью ω1 , тогда первое колебание с амплитудой Uc1 будет представлено неподвижным вектором ОО1 (рис.12.39), проектируемым на ось ОХ. Рис.12.39 Другое колебание с амплитудой Uc2 представлено вектором ОА, вращающимся с частотой биений Ω б = ω2 − ω1 . Амплитуда суммарного колебания U Σ определяется геометрической суммой векторов Uc1 и Uc2. Конец вектора О1А1 описывает окружность, проходящую через точки 1, 2, 3, 4, поэтому вектор результирующего колебания будет изменяться от своего максимального значения U Σ макс = U c1 + U c 2 (точка 1) до минимального U Σмин = U c1 − U c 2 (точка 3), покачиваясь вокруг вектора ОО1. Это указывает на то, что результирующее колебание содержит не только изменения амплитуды, но и изменения частоты, которые происходят с разностной частотой Ω б = ω2 − ω1 , называемой частотой биений. При вращении вектора О1А1 амплитуда результирующего колебания окажется равной вектору ОО1 (Uc1) в точке 2'. Минимальное значение суммарное колебание принимает в точке 3, а в точке 4 ' — амплитуда снова окажется равной Uc1. При равномерном вращении вектора О1А1 (ω2 = const), промежуток времени, за который результирующая амплитуда превышает длину вектора ОО1, определяемый длиной дуги 2' 1 4', оказывается больше половины окружности. Это указывает на то, что продолжительность положитель648 ных полуволн будет больше продолжительности отрицательных. Изменения амплитуды результирующего напряжения вблизи максимума происходят медленнее, чем вблизи минимума. Кривая амплитуды суммарного напряжения имеет ассиметричный характер и среднее значение за период биений будет превышать амплитуду большего напряжения Uc1. Форма кривой биений определяется отношением амплитуд суммируемых напряжений. Если выполняется условие U c1 U c 2 >> 1 , то форма кривой приближается к синусоидальной, а при U c1 U c 2 = 1 кривая биений будет иметь вид напряжения на выходе двухполупериодного выпрямителя (рис.12.40), работающего на активную нагрузку. Рис.12.40 Фильтр нижних частот на выходе детектора должен обладать амплитудно-частотной характеристикой (см. рис.12.42б – штриховая линия) и обеспечивать минимум искажений при формировании выходного сигнала. Выбор параметров фильтра в нагрузке детектора Реально фильтр выполняется как простейшая параллельная RC цепочка [1,3] выбор параметров которой обеспечивает допустимый уровень линейных искажений выходного сигнала. Одним из них является правильный выбор постоянной времени фильтра детектора τ н = RнCн , (12.4) определяющая скорость спада напряжения на нагрузке. Если принять, что до момента времени t1 напряжение на нагрузке uн повторяло закон изменения огибающей входного сигнала Uс2 uн = К Д U с2 = К Д U c 20 (1 + m sin Ωt ) , (12.5) где КД — коэффициент передачи детектора, то начиная с t1 до t2 напряжение на нагрузке uн будет изменяться по экспоненте (рис.12.41), t −t1 uн = U н1 e RнСн , (12.6) соответствующей разряду конденсатора Сн через сопротивление R н Рис.12.41 649 Ток разряда du ic = Cн c dt будет создавать на нагрузке падение напряжения du uн = ic Rн = Сн Rн c . dt (12.7) (12.8) Из соотношения (12.8)можно определить скорость изменения напряжения на емкости duc dt при разряде этой емкости через сопротивление нагрузки: К U (1 + m sinΩt) du c u = н = Д c 20 (12.9) dt R нСн R нСн Скорость изменения амплитуды входного согнала dU c 2 = mΩU c 20 cos Ωt (12.10) dt Искажения, обусловленные избыточно большим значением постоянной времени фильтduн ра детектора будут отсутствовать, если скорость изменения напряжения в нагрузке dt при самых неблагоприятных условиях будет больше скорости изменения амплитуды dU c2 . Определим условие, при которых достигается минимальное знавходного сигнала dt чение отношения K Д 1 + m sin Ωt duн dU c2 (12.11) = A= dt dt mΩRнCн cos ωt Для вычисления минимального значения переменной А найдем производную K Д Ω(m + sin Ωt ) dA (12.12) = dt mΩRC cos 2 Ωt dA Производная = 0 равна нулю в момент времени t1, когда dt m = − sin Ωt1 (12.13) Значение коэффициента А (12.11) при этом будет минимальным КД Aмин = 1 − m2 (12.14) mΩRнCн Искажения напряжения на выходе детектора из-за слишком большого значения постоянной времени фильтра детектора будут отсутствовать при условии Aмин ≥ 1 (12.15) Решив неравенство (12.15) по отношению к постоянной времени фильтра с учетом (12.14) получим K 1− m 2 RнCн ≤ Д (12.16) m Ω соотношение, определяющее параметры фильтра с учетом свойств детектируемого сигнала. Детектирование АМ сигнала при одновременном воздействии сильного немодулированного сигнала Поскольку амплитудный детектор, выполненный по любой схеме (нелинейный, синхронный) функционально является перемножителем сигналов, то в результате воздействия двух сигналов его выходной ток будет содержать гармоники входных сигналов и ком650 бинационные составляющие, частоты которых определяются входным воздействием и их гармониками [3]. Предположим, что более слабый сигнал модулирован по амплитуде гармоническим сигналом, с частотой Ω м << Ω б , при постоянной амплитуде сильного сигнала Uс1 (не модулирован). Амплитуда слабого сигнала изменяется по закону U c 2 = U c 20 (1 + m sin Ωt ) (12.17) где Uc20 – напряжение несущего колебания. Тогда спектр воздействующих на детектор сигналов вне зависимости от его реализации имеет вид (рис.12.42а) Рис.12.42 Результатом перемножения слабого сигнала, обладающего амплитудной модуляцией (12.17), и сильного (с постоянной амплитудой Uc1 , рис.12.42а) является формирование постоянной составляющей U ' c1, определяющейся амплитудой Uc1 (”опорного “ сигнала). Спектр “преобразованного” слабого АМ сигнала формируется на разностной частоте Ω б (рис.12.42б), а составляющая с частотой огибающей U Ω является результатом перемножения каждой из боковых составляющих (например, с частотой ω02 − Ω и амплитудой 1 2 mU c 20 с несущим колебанием с частотой ω02 и амплитудой U c 20 ). Включенный после детектора фильтр нижних частот с граничной частотой Ω мах подавляет составляющую с частотой Ω б − Ω и другие составляющие спектра “преобразованного” сигнала. ОО1А1 Амплитуда суммарного колебания U Σ , определенная из треугольника (рис.12.38), вычисляется по теореме косинусов (12.18) U 2 Σ = U 2 c1 + U 2 c 2 + 2U c1U c 2 cos Ω бt Если Uc1>> Uc2, то выражение (12.18) можно представить в виде U Σ = U c1 (1 + x) 1 2 , (12.19) где U 2c2 U + 2 c 2 cos Ω бt U 2 c1 U c1 Предполагая, что напряжение на выходе детектора линейно зависит от амплитуды суммарного входного напряжения U Σ x= 651 U вых = K Д ⋅U Σ . (12.20) Разложим выражение (12.19) в степенной ряд и найдем среднее значение выходного напряжения за период биений T 1 б 1 U 2c 2 (12.21) ) U вых ср = U вых dt = К ДU c1 (1 + ∫ 4 U 2 c1 Тб 0 Из формулы (12.21) следует, что среднее значение выходного напряжения детектора увеличивается за счет слабого сигнала Uc2. Это приращение пропорционально квадрату его амплитуды. Если предположить, что оба сигнала одновременно имеют амплитудную модуляцию U c1 = U c10 (1 + m1 sin Ω1t ) . (12.22) U c 2 = U c 20 (1 + m2 sin Ω 2t ) Подставив выражения Uc1 и Uc2 в формулу (12.21) вычислим значения амплитуд выходного напряжения с частотами модуляции Ω1 и Ω 2 . Полагая глубину модуляции по значению малой, что часто справедливо для реальных условий, вычислим амплитуды составляющих полезного сигнала на выходе детектора U cΩ1 = K Д m1U c10 , (12.23) (12.24) ⎛ 1 U c 20 ⎞ . ⎟⎟ U cΩ 2 = K Д m2U c 20 ⎜⎜ ⎝ 2 U c10 ⎠ Как видно из выражения (12.24), выходное напряжение от воздействующего на входе детектора слабого АМ — сигнала зависит от амплитуды несущей частоты сильного сигнала и с увеличением Uc10 значение U cΩ 2 уменьшается. Приведенный анализ справедлив и в том случае, если в качестве сильного сигнала будет выступать напряжение гетеродина. В этом случае все входные сигналы, за исключением сигнала на частоте гетеродина (рис.12.37) fc = fг, будут создавать биения с колебаниями частоты гетеродина. В результате перемножения (детектирования) суммарного сигнала с напряжением гетеродина все составляющие будут перенесены на частоты биений, лежащие за пределами полосы пропускания фильтра нижних частот и будут подавлены фильтром. Однако, вследствие асимметрии кривой биений, мешающие сигналы могут создавать низкочастотные составляющие, лежащие в пределах полосы пропускания фильтра. Амплитуда каждой составляющей тока детектора, кроме составляющей полезного сигнала, определяется формулой (12.24) ⎛ 1 U c 0i ⎞ ⎟⎟ , U cΩi = K Д miU c 0i ⎜⎜ ⎝ 2 U c0 ⎠ где U c 0 = U c 01 + U г ≈ U г - амплитуда напряжения гетеродина. Очевидно, что при неограниченном увеличении амплитуды гетеродина Uг, составляющие мешающих сигналов в токе детектора могут быть сделаны сколь угодно малыми. При этом напряжение полезного сигнала на выходе детектора будет оставаться постоянным. Это обусловлено тем, что в режиме детектирования сильных сигналов напряжение на выходе детектора пропорционально изменению амплитуды суммарного сигнала. Это изменение определяется модуляцией полезного сигнала и не зависит от амплитуды гетеродина. Как видно из формулы (12.23) амплитуда напряжения на выходе детектора при воздействии на входе амплитудно-модулированного напряжения с несущей частотой, равной частоте гетеродина fc = fг определяется U Ωc = K Д m01U c 0 652 где m01 - глубина модуляции напряжения с частотой f01 (рис.12.42а), U c 0 - амплитуда несущего колебания, подводимого к детектору. С увеличением амплитуды гетеродина Uг увеличивается амплитуда суммарного напряжения U c 0 = U г + U c 01 и уменьшается глубина модуляции суммарного напряжения m01 . При этом произведение m01U c 0 остается постоянным и равным амплитуде переменной составляющей огибающей принимаемого сигнала U c 01 m01U c 0 = m1 ⋅ (U c 01 + U г ) = m1U c 01 . U c 01 + U г Таким образом, для частоты сигнала, несущая которого совпадает с частотой гетеродина, отношение сигнал/шум на выходе детектора увеличивается по сравнению с входным значением. К основным преимуществам синхронного приема следует отнести: 1. малые нелинейные искажения слабых сигналов, что обусловлено тем, что при при перемножении его с большим напряжением гетеродина обеспечивается переход детектора в режим детектирования сильных сигналов; 2. избирательность по соседнему каналу достигается в тракте низкой частоты применением элементов с фиксированной настройкой; 3. основные показатели приемника не зависят от частоты принимаемого сигнала; 4. увеличение отношения сигнал/помеха на выходе детектора обеспечивается увеличением напряжения синхронного генератора. Влияние параметров опорного генератора на свойства СД Отмеченные преимущества синхронного детектора реализуются лишь при точной синхронизации частоты гетеродина с несущей частотой принимаемого сигнала и обеспечении условия безинерционной работы детектора. Расхождение частоты гетеродина и несущей частоты принимаемого сигнала приводит к появлению сильной помехи в виде тона биений, равного разности частот fc — fг. Другим условием является обеспечение синфазности напряжений частоты несущего колебания и частоты гетеродина. Отсутствие фазирования приводит к уменьшению изменения амплитуды, а значит и выходного напряжения, суммарного сигнала. Для входного сигнала с амплитудой немодулированного колебания Uc1 и синхронного с ним напряжения гетеродина с амплитудой Uг, обладающих сдвигом фаз φ, амплитуда суммарного напряжения U Σ по аналогии с (12.18) составляет: U Σ = U 2 г + U 2 c1 + 2U гU cos ϕ . Вынося из под корня Uг получим U Σ = U г (1 + х)1 2 , где U 2 c1 U x = 2 + 2 c1 cos ϕ << 1, так как U г >> U c1 . U г Uг Разложив U Σ в степенной ряд и, огранив его членами со степенями не выше второй, получим ⎛ U 1 U 2 c1 2 ⎞ U Σ ≈ U г ⎜⎜1+ c1 cos ϕ + sin ϕ ⎟⎟. 2 U 2г ⎝ Uг ⎠ Если входной сигнал обладает амплитудной модуляцией, огибающая которого изменяется по закону U c1 = U c10 (1 + m1 sin Ω1t ) , то амплитуда напряжения огибающей U Ω1 с частотой Ω1 на выходе синхронного детектора будет равна: 653 U c10 sin 2 ϕ ) K Д . (12.25) Uг Как видно из (12.25) , величина амплитуды полезного сигнала U Ω1 на выходе детектора достигает наибольшего значения U Ω1max = m1U c10 K Д U Ω1 ≈ m1U c10 (cos ϕ + при значении фазового сдвига между напряжением несущего колебания входного сигнала и напряжения гетеродина ϕопт = πn, где n ⊂ Z . При небольшом отличии напряжения несущего колебания входного сигнала и гетеродина амплитуда выходного сигнала (12.26) U Ω1 ≈ m1U c10 K Д cos ϕ пропорциональна косинусу сдвига фаз. U Как следует из (12.25) при сдвиге фаз, равном ϕ = π / 2 + c10 , амплитуда выходного Uг напряжения детектора равна нулю U Ω1 = 0 , т.е. при величине фазового сдвига между напряжением несущего колебания входного сигнала и напряжения гетеродина составляющем π / 2 + ϕ происходит полное подавление полезного сигнала. При постоянной разности фаз Δϕ = ϕ г − ϕ с близкой к π / 2 , изменения амплитуды суммарного сигнала, вызванные полезной модуляцией, близки к нулю. Это одновременно снижает и отношение сигнал/шум на выходе детектора. 8 Литература 1. Радиоприемные устройства: Учебник для вузов/ Н.Н.Фомин, Н.Н.Буга, О.В.Головин и др.; Под ред. Н.Н. Фомина. – М.: Горячая линия -Телеком, 2007. – 520 с. 2. Амелин М.А., Амелина С.А. Программа схемотехнического моделирования MicroCap8. — М.: Горячая линия -Телеком, 2007. – 464 с. 3. Фриск В. В., Логвинов В. В. Основы теории цепей, основы схемотехники, радиоприемные устройства. Лабораторный практикум на персональном компьютере. – М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2008. – 608 с. 4. Тимонтеев В.Н., Величко П.М., Ткаченко В.А. Аналоговые перемножители сигналов в радиоэлектронной аппаратуре. М.: Радио и связь, 1982. — 112 с. 5. Павлов В.Г., Ногин В.Н. Схемотехника аналоговых электронных устройств. М.: Радио и связь, 1997. – 367 с. 6. Интегральные микросхемы: Справочник/ Б.В. Тарабрин, Л.Ф. Лунин и др.; Под ред. Б.В. Тарабрина. — М.: Энергоатомиздат, 1985. – 528 с. 7. Разевиг В.Д. Применение программ P-CAD и PSpiсe для схемотехнического моделирования на ПЭВМ, в 4-х вып. М.: Радио и связь, 1992. 8 . Микроэлектронные аналоговые и аналого-дискретные устройства приема и обработки сигналов: уч. пособие для вузов/ Е.А.Богатырев; под ред. С.М.Смольского. – Издательский дом МЭИ, 2007.-264 с. 654 Оглавление Предисловие 3 Глава первая. ОПИСАНИЕ ЛАБОРАТОРНЫХ РАБОТ ПО ТЭЦ Лабораторная работа № 16. Исследование на ЭВМ резонансных явлений в пассивном и активном последовательном колебательном контуре Лабораторная работа № 17. Исследование на ЭВМ резонансных явлений в пассивном параллельном колебательном контуре Лабораторная работа № 18. Исследование на ЭВМ А-параметров четырехполюсников Лабораторная работа № 19. Исследование на ЭВМ распределения напряжения в длинных линиях Лабораторная работа № 20. Исследование на ЭВМ входных характеристик длинной линии Лабораторная работа № 21. Исследование на ЭВМ ФНЧ Баттерворта Лабораторная работа № 22. Исследование на ЭВМ ФВЧ Чебышёва Лабораторная работа № 23. Моделирование на ЭВМ переходных процессов в цепях второго порядка Лабораторная работа № 24. Исследование на ЭВМ спектров периодических негармонических сигналов Лабораторная работа № 25. Исследование делителя напряжения Лабораторная работа № 26. Моделирование на ЭВМ дифференцирующих цепей Лабораторная работа № 27. Моделирование на ЭВМ интегрирующих цепей Лабораторная работа № 28. Аттрактор Лоренца 4 28 47 65 88 104 221 140 162 170 181 202 224 Глава вторая. ОПИСАНИЕ ЛАБОРАТОРНЫХ РАБОТ ПО СТУ и РПрУ Раздел 1.Описание лабораторных работ по СТУ Лабораторная работа № 2. Исследование свойств дифференциального усилителя на биполярных транзисторах Лабораторная работа № 4. Исследование усилителя на ИМС с отрицательной обратной связью Лабораторная работа № 5. Исследование свойств логарифмического усилителя с термокомпенсацией Лабораторная работа № 6. Двухтактный бестрансформаторный усилитель Лабораторная работа № 9. Частотно-селектирующие цепи на базе операционного усилителя 229 Раздел 2. Описание лабораторных работ по РПрУ Лабораторная работа № 7. Входные цепи радиоприемных устройств Лабораторная работа № 8. Преобразователь частоты на ячейке Гильберта Лабораторная работа № 10. Исследование свойств систем автоматического регулирования усиления радиотракта Лабораторная работа № 11. Резонансный усилитель на каскодной схеме Лабораторная работа № 12. Синхронный амплитудный детектор на ячейке Гильберта 435 436 472 655 230 275 318 350 395 512 586 619 Серия «Библиотека студента» В. В. Логвинов, В. В. Фриск ТЕОРИЯ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ЦЕПЕЙ, СХЕМОТЕХНИКА ТЕЛЕКОММУНИКАЦИОННЫХ УСТРОЙСТВ, РАДИОПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ МОБИЛЬНОЙ СВЯЗИ, РАДИОПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ РАДИОСВЯЗИ И РАДИОДОСТУПА ЛАБОРАТОРНЫЙ ПРАКТИКУМ - II НА ПЕРСОНАЛЬНОМ КОМПЬЮТЕРЕ Ответственный за выпуск: В. Митин Макет и верстка: СОЛОН-ПРЕСС ООО «СОЛОН-ПРЕСС» 123001, г. Москва, а/я 82 Телефоны: (499) 254-44-10, 252-36-96, (499) 252-25-21 E-mail: avtor@coba.ru, www.solon-press.ru По вопросам приобретения обращаться: ООО «АЛЬЯНС-КНИГА КТК» Тел: (495) 258-91-94, 258-91-95, www.alians-kniga.ru По вопросам подписки на журнал «Ремонт & Сервис» обращаться: ООО «Ремонт и Сервис 21» тел.: (499) 795-73-26, www.remserv.ru ООО «СОЛОН-ПРЕСС» 103050, г. Москва, Дегтярный пер., д. 5, стр. 2 Формат 70×100/16. Объем 41 п. л. Заказ № 656
