5. ЛИНЕЙНЫЕ РАДИООПТИЧЕСКИЕ АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ С МНОГОКАНАЛЬНЫМИ АКУСТООПТИЧЕСКИМИ МОДУЛЯТОРАМИ СВЕТА

5. ЛИНЕЙНЫЕ РАДИООПТИЧЕСКИЕ АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ
С МНОГОКАНАЛЬНЫМИ АКУСТООПТИЧЕСКИМИ
МОДУЛЯТОРАМИ СВЕТА
При обработке сигналов с полосой F > 300...350 МГц или пространственно-временной
6
базой (ПВ) F TM  10 ( T - длительность сигнала, М - число пространственных
каналов, примерно равное числу элементов антенной решетки (АР)) требуемая скорость
обработки превышает возможности электронных и цифровых систем даже при
использовании в них современных быстродействующих и перспективных интегральных
схем. В связи с этим создание средств обработки подобных сигналов требует применения
нетрадиционных технических решений: создание комплексированных систем обработки
информации, включающих в себя как электронные компоненты и узлы, так и процессоры
иной физической природы и архитектуры, что позволит удовлетворить современным и
перспективным требованиям.
Проиллюстрируем использование радиооптических идей ярким примером устройства,
объединяющего приемную линейную СВЧ АР, сигналы которой обрабатываются с
помощью гибридного оптоэлектронного процессора. Устройство позволяет реализовать
панорамный обзор пространства параллельно со спектральным анализом сложных
радиосигналов, выполняя функции пеленгатора - частотомера. Структурная схема
устройства представлена на рис. 5.1, а функциональная - на рис. 5.2.
5.1. Структурная схема радиооптической антенной решетки
 (t )
Пространственно-временные сигналы n , принятые элементами АР (рис. 5.1),
усиливаются СВЧ-усилителем Ус, преобразуются на промежуточную частоту в смесителе
См. После усиления в блоке предварительного УПЧ ПУПЧ принятые сигналы управляют
соответствующими каналами ПВ-модулятора света ПВМС. Последний осуществляет ПВE (t )
модуляцию фазы (амплитуды) когерентной световой волны 0
лазера в соответствии с
U n (t )
изменениями параметров управляющих сигналов
, содержащих информацию о
частоте, фазе, угловых координатах и других характеристиках объектов, волновое поле
которых (собственное - для излучающих и переотраженное - в случае активной локации)
принято элементами АР.
Тем самым на выходе ПВМС формируется оптическая модель принятого волнового
поля. В качестве ПВМС при обработке радиосигналов, как правило, используются
многоканальные акустооптические модуляторы АОМ света. Оптический сигнал на выходе
ПВМС подвергается в соответствии с требуемым алгоритмом обработки преобразованию
в оптическом канале, состоящем из объективов, голографических фильтров, управляемых
оптических транспарантов, дифракционных решеток, дефлекторов, акусто- и
элсктрооптических модуляторов света и т. п. Информация на выходе оптического каскада
формируется в виде некоторого распределения светового поля (дифрактограммы). Для
дальнейшей обработки (обнаружения, измерения, распознавания и т. п.) необходимо
преобразовать световой сигнал в электрический, что осуществляется с помощью
многоэлементного фотоприемника. Наиболее распространенными фотоприемниками в
гибридных оптико-электронных процессорах являются линейные и матричные на основе
фотодиодов или приборов с зарядовой связью (ФПЗС). Блок фотоприемника служит для
сопряжения оптической и электрической частей процессора и частично устраняет его
«узкое место», обусловленное различиями в физической природе носителей информации
55
(фотон-электрон), скоростях потоков данных и способах их представления.
Процессы считывания его в цифровую форму и предварительной обработки
регулируются с помощью контроллера ФПЗС по командам ЭВМ. В типовую структуру
контроллера входит блок аналоговой обработки БАО, в котором выходной сигнал
..
.
Гетеродин
Ус
Cм
АР
.
Еn ..
.
.
.
1
Контроллер ФПЗС
БАО
…
Лазер и
коллиматор
КОП
УПЧ
..
..
ПВМС
Е0
шина
БВИ
БУР
ВЗУ
ФПЗС
Е(t) Оптический каскад
Контроллер
АР
Мини ЭВМ
ГФТИ
КОНТРОЛЛЕРА
Приёмный
модуль
Un
АЦП
Контроллер
КОП
e(t)
Контроллер
ПУ
ИПДП
ЦАИ ВКУ
Общая шина ЭВМ
Рис.5.1. Структурная схема радиооптической АР
ФПЗС усиливается, очищается от коммутационных шумов, обусловленных
управляющими сигналами, и предварительно фильтруется. Программируемый генератор
фазовых тактовых импульсов ГФТИ формирует последовательность управляющих
импульсных напряжений, обеспечивающих вывод зарядовых пакетов, несущих
информацию о световом распределении на входе фотоприемника. Блок управления
режимом считывания БУР позволяет адаптировать параметры фотоприемника к
световому распределению на входе за счет управления временем накопления, скоростью
вывода, «обмена» разрешения на чувствительность и т. д.
Считанный аналоговый сигнал преобразуется в цифровой код аналого-цифровым
преобразователем АЦП. Поскольку полезная информация содержится лишь в части
56
элементов фотоприемника, с помощью которого считывается световое распределение, в
контроллер входит быстродействующий блок выделении информационных отсчетов БВИ.
В простейшем случае он представляет собой пороговое устройство, при этом порог
определяется программно. Буферное запоминающее устройство БЗУ необходимо для
согласования скоростей потоков данных, в общих шинах ЭВМ и контроллера. Интерфейс
прямого доступа к памяти ЭВМ ИПДП обеспечивает ввод в контроллер управляющих
команд и исходных данных и вывод массива считанной информации из БЗУ. Для
оперативного контроля за процессом считывания используется цифроаналоговый
интерфейс ЦАИ с видеоконтрольным устройством ВКУ.
Контроллер АР оптимизирует параметры приемных модулей АР (управление АФР,
перестройка промежуточных частот, регулировка усиления). Контроллер КОП управляет
его элементами (дефлектором, управляемыми транспарантами и т. п.) и, следовательно,
алгоритмом обработки. Контроллер периферийных устройств ПУ является связующим
звеном между ЭВМ и пультом оператора. В состав ПУ входят различные внешние
устройства, необходимые для ввода, вывода, регистрации, отображения и
документирования информации (ЗУ, дисплеи, АЦПУ и т. п.).
5.2. Радиооптическая антенная решетка с функциями
пеленгатора-частотомера
5.2.1. Принцип действия радииоптической АР
Линейные радиооптические АР с многоканальными АОМ света предназначены для
панорамного обзора пространства по одной угловой координате и одновременного
спектрального анализа широкополосных ПВ-сигналов, принимаемых элементами
линейной АР (рис. 5.2).
57
Ω
g
z
3
. ∆z
.
dz
.. .
Л
2fЛ
n t 
2
1
Θ4
z
∆x
y
∆y
l
П
δx
dx
4
E0
θБ
Рис.5.2. Линейная радиооптическая АР
 ( z )
Пространственная диаграмма направленности (ДН) линейной антенны
и
амплитудно-фазовое распределение АФР токов I в ней связаны преобразованием Фурье
(рис. 5.3,а):

 ( z ) 
 I ( z) exp(i z)dz   {I }
z

 z  k cos 
z
,
(5.1)
где
- обобщенная угловая переменная (пространственная частота вдоль оси
k

2

/



/ c - волновое число (  - длина радиоволны;  , с - ее угловая частота и
z);
 {...}
фазовая скорость); z
- символ одномерного Фурье-преобразования по координате z.
Пределы интегрирования в (5.1) взяты бесконечными потому, что конечный размер
Z АР отражен в финитном АФР, которое равно нулю вне АР: I ( z )  rect ( z / Z ) I (см.
рис. 1.2).
58
Преобразованием Фурье также связаны радиосигнал  (t ) и его спектр s()  l { } .
Поэтому для получения информации об угловых координатах и частоте источников
принимаемого ПВ-сигнала  ( z, t )   ( z, t ) exp(i0t ) необходимо осуществить двумерное
его Фурье-преобразование по координате z и времени t:
s( z , )  zt { ( z, t )} ,
(5.2)
s( z , )
где
- углочастотный или ПВ-спектр принимаемого ПВ-сигнала,
характеризующий распределение его источников по углу  и частоте F   / 2 .
Операция двумерного Фурье-преобразования может быть осуществлена с помощью
простейшего когерентного оптического процессора (КОП) (рис. 5.3,6),
Z
θ
Ф(Ωz)
I(z)
∆z
0
a)
1

f
x
Л
y
x
D
E  x, y 
y

e  x , y
П
fЛ
fЛ
б)
Рис. 5.3. Схема к объяснению принципа обработки сигнала и радиооптической АР
состоящего из собирающей сферической линзы Л и двух слоев пространства
f
толщиной л , равной фокусному расстоянию линзы. Сказанное означает, что если в
передней фокальной (предметной) плоскости П линзы Л сформирован пространственнокогерентный пучок монохроматического света с распределением комплексной амплитуды
Е(х0,у0), то в ее задней фокальной (спектральной) плоскости будет в соответствии с (4.7)
наблюдаться световое распределение (дифрактограмма), пропорциональное двумерному
ПВ-спектру сигнала:
59

e(x ,  y )  ( f л )
1

 E( x , y ) 
0
0

 exp  i (x x0   y y0 )  dx0 dy0  ( f л ) 1 xy {E}
,
(5.3)
где  — длина световой волны; пространственные частоты вдоль осей x' и у в отличие от
(4.7) будем далее по аналогии с временной частотой   2 v обозначать как
 y  2 v y  ky /  f л
x  2 vx  kx /  f л ,
( k  2 /    / c
волновое
число);
x , y {...}  {...}
- символ двумерного Фурье-преобразования по .x, у.
Таким образом, если между ПВ-сигналом  ( z , t ) и распределением света на входе
КОП - Е(х ,у ) установить связь вида  ( z , t )  Е(х ,у ), то выходная дифрактограмма
e( x ,  y )
0
{)
0
0
будет автоматически отображать в соответствующем масштабе ПВ-спектр
принимаемых радиосигналов, т. е. визуализировать угловое и частотное распределения
радиоисточников в пространстве.
5.2.2. Ввод ПВ сигнала в КОП
Наиболее распространенными устройствами ввода радиосигналов АР в КОП
являются многоканальные АОМ, осуществляющие пространственную развертку
 (t )
вводимого сигнала вдоль координаты у0 (см. рис. 5.2). При этом сигнал n ,
принимаемый n-м элементом 1 АР, после усиления и преобразования на промежуточную
частоту в приемном модуле 2 управляет соответствующим пьезоэлектрическим
преобразователем 3 на торце звукопровода 4 п-канала АОМ. В последнем возбуждается
бегущая акустическая волна, вызывающая пространственно-временную модуляцию
nn
показателя преломления
в апертуре оптически прозрачного материала звукопровода
U
пропорционально приложенному нормированному напряжению n (рис. 5.4,a):
nn  K M U n  K M K II I n n (t  y0 / v  0.5y /  )
,
(5.4)
U n  Pn
Вт (Рп - мощность на выходе
где
- нормированное напряжение,
K
приемоусилительного модуля, подводимая к каналу п согласующей цепи АОМ); M размерный коэффициент, характеризующий эффективность АОМ и его согласующих
K
цепей, Вт ; II - коэффициент, описывающий сквозное усиление по напряжению
 n (t )   n (t ) exp(i0t )   ( zn , t ) 
каждого из N приемоусилительных модулей АР;
 exp[i ( zn , t )]exp(i0t )
I n  I ( zn )
и
- ПВ-сигнал  ( z , t ) и значения АФР I(z),
соответствующие элементу п с координатой zn;  — скорость акустической волны в
звукопроводе;  у - длина звукопровода АОМ.
Вследствие пространственно-временной модуляции показателя преломления (5.4)
АОМ по существу представляет собой динамическую фазовую дифракционную решетку,
на которой возможны различные режимы дифракции просвечивающего пучка света Е0.
Q  2l / a2 a
Характер дифракции существенно зависит от параметра дифракции
(
длина акустической волны; l - толщина акустооптической ячейки). Условно считают, что
при параметре Q<<1, который называют режимом дифракции Рамана-Ната, объемную
структуру АОМ можно приближенно рассматривать как плоскую. Это позволяет описать
процесс пространственной фазовой модуляции светового пучка с помощью функции
пропускания (прозрачности) соответствующего канала:
60
Tn  T0 jn exp(ikl nn ) ,
где Т{) - значение прозрачности невозбужденного звукопровода АОМ (при Um
jn ( x0 , y0 ) - функция зрачка n-канала; nn задается формулой (5.4).
Un
Un
(5.5)
= 0);
Un
E0
0
∆y
e
E0
  Á
nn  y 
e 
1
l
y
а)
б)
в)
Рис.5.4. Апертура модулятора (а) и режимы дифракции Рамана-Ната (б) и Брэгга (в)
В соответствии с (3.19) дифракционная картина содержит значительное число
максимумов с симметричным относительно нулевого порядка распределением
интенсивности света (рис. 5.4,6).
Функция ехр (...) в (5.5) - нелинейная, поэтому при большом значении ее аргумента
возможны нелинейные искажения ПВ-сигнала, вводимого в КОП. На практике
используют линейный режим работы. В этом случае функцию пропускания (5.5)
правомерно аппроксимировать двумя членами ее разложения в степенной ряд:
Tn  jnT0 (1  ikl nn )  jn [T0  T (1) I n n (t  y0 / v  0.5y /  )]
,
(5.6)
(1)
где T - коэффициент пропорциональности, характеризующий усиление по напряжению
каждого из N приемоусилительных модулей АР, эффективность АОМ и его согласующих
цепей.
N
T   Tn
n 1
В результате просвечивания N-канального АОМ с прозрачностью
коллимированным пучком света амплитуды Е0 в плоскости П КОП формируется
оптический сигнал с распределением комплексной амплитуды (см. рис. 5.2):
E ( x0 , y0 )  E0T ( x0 , y0 )  E0T0 j ( x0 , y0 ) 
N
 E0T (1)  jn ( x0 , y0 )I n n (t  y0 / v  0.5y /  )
n 1
.
(5.7)
Световой пучок (5.6) фактически представляет собой оптическую модель ПВрадиосигнала, принимаемого элементами АР.
61
5.2.3. Преобразования сигнала в КОП
Дискретный ПВ-сигнал  n (t ) , принимаемый элементами АР, вводится (адресуется) в
многоканальный АОМ (см. рис. 5.2) и считывается с последнего в КОП в виде
оптического сигнала (5.6). Этот сигнал подвергается Фурье-преобразованию (5.3) с
помощью линзы Л. Характер преобразования удобно проследить на непрерывной модели
радиооптической АР, элементы которой размещены непрерывно (бесконечно плотно)
вдоль оси Z АР и также непрерывно адресованы в соответствующие каналы АОМ по
линейному закону адресации х = Z/т , где Z , x - линейные размеры АР и АОМ (рис.
0
х
5.2), тх= Z / x - масштаб адресации.
При этом следует учитывать, что элементы реальных АР нельзя разместить плотнее,
d  /2
чем через z
, а каналы АОМ - через dх = 1...1.5 мм, что вызвано как
акустооптическим взаимодействием каналов, так и технологическими ограничениями.
Поэтому по порядку величины тх = dz./ dх = 10... 100 .
С учетом (5.7) дискретному оптическому сигналу (5.6) соответствует сигнал
непрерывный
E ( x0 , y0 )  E0T ( x0 , y0 )  E0T0 I x ( x0 ) I y ( y0 ) 
 E0T (1) I x ( x0 ) I y ( y0 ) I (mx x0 ) (mx x0 , t  y0 /   0.5y /  )
,
(5.8)
I x ( x0 ) I y ( y0 )
j ( x0 , y0 )
где произведение функций
- непрерывный аналог
.
Пренебрегая затуханием, расходимостью акустических волн в звукопроводе и
I x ( x0 )  rect ( x0 / x)
неидентичность
возбуждения
каналов,
полагаем
и
I y ( y0 )  rect ( y0 / y )

Амплитудно-фазовое
распределение
I (mx x0 )  I ( z )
определяется
параметрами ДН АР: шириной ее главного лепестка и уровнем боковых лепестков.
Подставим входной сигнал (5.8) в Фурье-преобразование (5.3), осуществляемое
собирающей линзой Л (см. рис. 4.2.2):
e(x , y )  e(0) (x , y )  e(1) (x , y )
.
(5.9)
Здесь
1
e(0) (x ,  y ) 
 E T I ( x ) I ( y ) 
 f л xy 0 0 x 0 y 0
.
E0T0 xy  rect ( x0 / x)   rect ( y0 / y ) 
x 
 y 

 fл
x
y

 

 e0(0) sin c(x / x )sin c(y / y )
,
(5.10)
E
T

x

y
e0 (0)  0 0
 f л ; sin c( x)  sin( x ) /  x ;  x  2 / x,  y  2 / y - полуширина
где
главного лепестка образа (5.10) по нулевому уровню, приблизительно равная его ширине


на уровне 0,5 по мощности; x {...}, y {...} - одномерные Фурье-преобразования по
соответствующим осям;
E T (1)
e(1) (x ,  y )  0
 I (mx x)rect ( y0 / y ) n (t  y0 / v  0.5y / v)
 f л xy
.
(5.11)
Используем теорему о свертке (1.17), формулы (5.1) и (5.2), а также символ 
свертки
{I  }  {I }  { }  ( z )  s( z , ) 

  (

'
z
) s( z  ' z )d  z
,
62
последнее выражение можно записать в виде
e(1) (x , y )  e0(1) (y )0 (x / mx ) {s(x / mx , y ) 
 exp[i y (t  0.5y /  )]}  sin c( y /  y )
,
(5.12)
e0  E0T z y /  f л mx
где
- безразмерный коэффициент, характеризующий
эффективность приемоусилительного модуля, канала АОМ и его согласующую цепь;
0 (x / mx )  x {I (mx x)}/ z  ( z ) / z , причем ( z ) - ДН решетки, определяемая
(1)
(1)
соотношением (5.1); s( z , )  zt { ( z, t )} - ПВ-спектр принимаемого ПВ-сигнала (5.2),
который совпадает с углочастотным спектром и характеризует угловое распределение
радиоисточников на текущей частоте   2 F .
Частоты, на которых работают АОМ, как правило, ниже принимаемых АР
радиочастот  , поэтому принятый радиосигнал с помощью гетеродинного
преобразования смещается в область рабочих частот АОМ - a / 2  F  FГ ( FГ   Г / 2
- частота гетеродина). При этом дифрактограмма (5.12) смещается на поднесущую
  Г /
пространственную частоту y
:
(1)
(1)
eПЧ (x , y )  e (x , y   Г /  )
.
(5.13)
Как видно из анализа (5.9)—(5.12), на выходе рассматриваемого КОП формируются
(0)
два световых распределения. Первое из них e , называемое нулевым порядком
дифракции, не зависит от принимаемого сигнала и обусловлено нулевым членом
(1)
разложения (5.9). Информационным слагаемым является ПВ-сигнал e - (5.12), который
обусловлен первым членом разложения (5.9) и в дальнейшем называется первым порядком
дифракции.
Рассмотрим выражение (5.12) для простейшего случая, когда на АР падает плоская

волна с амплитудой q от точечного монохроматического источника q с обобщенной
   q cos  q / c

 ( z, t )   q exp[i( q t   zq z )]
угловой координатой zq
и частотой q . Тогда
s( z , )   q ( z   zq ) (   q )
и в соответствии с (5.2)
), где  - функция Дирака. При
подстановке такого ПВ-спектра в (5.12) получим
   q /  



 0.5y  
eq (1) (x ,  y )  e0 (1) q  0  x   zq  sin c  y
exp i y  t 



 y
  


 mx



.
(5.14)
Как видно из (5.14), точечный монохроматический источник q отображается в
выходной плоскости (рис. 5.5) КОП в виде смещенного монохроматического светового

пятна, координаты максимума определяются обобщенной угловой координатой zq и
q
частотой
а форма огибающей - формой ДН АР Ф0=Фар и изображающего ядра
оптического спектроанализатора (ОСА):
 {I ( y )} 
dy
t ( y )  y y
  I y ( y) exp(i y y )
y
y .

(5.15)
При идеальном звукопроводе без затухания акустической волны, т. е. при
I ( y )  t ( y )  sin c( y /  y )  sin c( / ),  y  2 / y
равномерной весовой функции y
,
ширина разрешающего ядра ОСА по уровню 0,7.
В общем случае ПВ-спектра (5.2) в виде суперпозиции бесконечно большого числа

точечных монохроматических источников
s( z , )    q ( z   zq ) (  q )
q 1
выходное
63
изображение (5.12) можно также рассматривать как суперпозицию бесконечного числа

e(1)   eq (1)
q 1
элементарных его образов (5.14):
. Как видно из (5.14), каждый из них
воспроизводится в масштабе:
cos    z / K  x / Kmx  ( /  f л mx ) x; F   / 2   y / 2   f л y / 2
(5.16)
и с конечным разрешением, не превышающим ширину ДН Ф0 АР 20.5   z / k sin    / z
и
соответственно
изображающего
ядра
F
-
 / 2   y / 2   / y
1
. При гетеродинном преобразовании частоты в (5.16) следует
учесть смещение на FТ.
5.2.4. Структура выходного изображения
(0)
Слагаемое e (5.10) образа (5.9) локализуется на оптической оси КОП (см. рис. 5.5),
  y  0
т. е. его максимум имеет место при в x
. Оно легко фильтруется в КОП и не
интерферирует с образом (5.12)
Поскольку АОМ является нелинейным устройством, то в (5.6) правомерно
*
пользоваться только действительным сигналом  ( z, t )  Re{ ( z, t )}  (   ) / 2 , где символ
* - знак комплексного сопряжения. Поскольку спектр действительного сигнала обладает
*
свойством
эрмитовости
s ( z , )  s( z , )
,
оптический
образ
источника
(1)
( 1)
( 1)
радиосигналов е(1) (5.10) в (5.9) отображается в виде e  e  e , где е(±1) -плюс и
минус первые порядки дифракции, которые абсолютно эквивалентны друг другу и
отображаются центрально-симметрично относительно оптической оси процессора (см.
рис. 5.5).
Общим недостатком раман-натовских АОМ является сравнительно неширокая полоса
модуляции АР, которая обычно не превышает несколько десятков мегагерц и низкая
дифракционная эффективность. Стремление расширить АР приводит к необходимости
увеличить центральную частоту АОМ, что автоматически переводит АОМ в брэгговский
Q  2 l / a2  1
режим работы, поскольку параметр дифракции
.
При этом процесс акустооптического взаимодействия более сложен и не подчиняется
закономерности (5.6), поскольку фазовая дифракционная решетка, возникающая в
звукопроводе вследствие модуляции показателя преломления (5.4), становится
принципиально трехмерной. Этот случай называют режимом дифракции Брэгга. Несмотря
на усложнение природы дифракции, выходная дифрактограмма сохраняет
пространственную структуру (5.9). При угле падения света на АОМ, называемом углом
   / 2a (  - длина волны света, a -длина акустической волны)
Брэгга - б
акустооптическая ячейка избирательно селектирует только один полезный
дифракционный порядок (+1 на рис. 5.4,в и рис. 5.5), однако смещает его на поднесущую
  k sin  Б
пространственную частоту уБ
.
При подготовке материала использована литература:
1. Оптические устройства в радиотехнике: Учебное пособие для вузов (для
специальности Радиотехника) /Под ред. В.Н.Ушакова. – М.: Радиотехника, 2005. 240 с.
2. Гринев А.Ю. Основы радиооптики: Серия «Конспекты
радиотехническим дисциплинам», вып. 14, рекомендовано
специальности Радиотехника. Сайнс-пресс, 2003. – 80 с.
лекций по
УМО для
64
3. Наумов К.П., Ушаков В.Н. Акустооптичсские сигнальные процессоры. Конспекты
лекций по радиотехническим дисциплинам. - М.: Сайнс-пресс, 2002.
Вопросы для самоконтроля
1. Перечислить основные достоинства и назначение гибридных оптоэлектронных
процессоров.
2. Пояснить назначение и основной принцип функционирования линейной
радиооптической АР с функциями пеленгатора-частотомера.
3. Как осуществляется ввод пространственно-временного сигнала в процессор с
помощью многоканального акустооптического модулятора света ?
4. Пояснить особенности режимов дифракции Рамана-Ната и Брэгга при падении
световой волны на акустооптический модулятор.
5. Объяснить принцип пространственной обработки в линейной радиооптической АР.
6. Объяснить принцип временной обработки в линейной радиооптической АР с
функциями пеленгатора-частотомера.
65