приложение 4. проектирование мощных

ПРИЛОЖЕНИЕ 4. ПРОЕКТИРОВАНИЕ МОЩНЫХ
ШИРОКОПОЛОСНЫХ ЧМ ВОЗБУДИТЕЛЕЙ ДЛЯ
РАДИОПЕРЕДАТЧИКОВ
185
До недавнего времени в серийно выпускаемых радиостанциях
низовой связи с целью обеспечения требуемого ослабления побочных продуктов в составе выходных колебаний ЧМ возбудителей
широко применялись схемы с фазовой автоподстройкой УГ. Структурные схемы подобных устройств приведены на рис.П4.1. Реализация обоих вариантов схем не вызывала никаких принципиальных
трудностей, однако вариант на рис.П4.1б является более предпочтительным, так как в нём по сравнению с вариантом рис.П4.1а
практически исключено прохождение сигнала синтезатора СЧ на
выход возбудителя. Система автоподстройки УГ работает в обоих
вариантах в следящем режиме, так как делители в канале опорного
сигнала и канале обратной связи имеют фиксированные коэффициенты деления R и N соответственно. Применение подобных схем
не всегда позволяет обеспечить высокую степень фильтрации побочных продуктов.
УКГ
ДФКД
G
UМ(t)
ИФД
FR
R
1
УГ
ФНЧ
eО(t)
ϕ
ПФ
FN
РЭ
1
G
ДФКД
СМ
f'
f
R
1
СЧ
РЭ
UМ(t)
G
РЭ
FN
1
б)
Рис.П4.1
186
УГ
ФНЧ
eО(t)
FR ϕ
СЧ
f
N
ИФД
G
fУГ
СМ
f'
а)
УКГ
сМ(t)
G
РЭ
сМ(t)
G
fУГ
N
В последнее время всё более и более широкое применение в
технике средств связи получают радиопередающие устройства, в
которых после возбудителя усилительный тракт не содержит резонансных контуров, а представляет широкополосный усилитель
мощности с субоктавными фильтрами на выходе. В этом случае
электромагнитная совместимость радиопередающего и радиоприёмного устройств, расположенных в непосредственной близости
друг от друга и работающих с небольшими расстройками по частоте, будет определяться в основном спектральной чистотой выходного сигнала возбудителя. Это, в свою очередь, выдвигает требование к спектральной плотности мощности фазовых шумов –
190 дБн/Гц на выходе УГ при отстройке 10% от несущей. Чтобы
достичь этого уровня подавления побочных шумов, необходимо
работать с управляемыми генераторами, имеющими уровень выходной мощности порядка 1 Вт (+30 dBm), и использовать новейшие малошумящие активные приборы.
Поэтому в частотно-модулированных радиопередатчиках нашли
применение мощные, малошумящие автогенераторы, управляемые
системой ИФАПЧ [41,42,144,145]. В этом случае сформированный в
синтезаторе частот сигнал с ЧМ поступает на опорный вход импульсно-фазового детектора ИФД. Однако такое построение не всегда позволяет получить требуемую спектральную чистоту выходных
колебаний, а также качество ЧМ модуляции и быстродействие возбудителя. Обычно в таких возбудителях ЧМ синтезатор имеет быстродействие порядка 50 мс, а система ИФАПЧ с мощным управляемым генератором порядка 10 мс.
Для повышения стабильности параметров ЧМ колебаний наряду с возможностью значительного перекрытия по частоте при одновременно высоком быстродействии и широком диапазоне частот
модулирующего сигнала в системах низовой связи наметилась тенденция использования передающего тракта, выполненного по структурной схеме [48,50,52,63], изображенной на рис.П4.2. На рис.П4.2
обозначено: ОД– опорный делитель, ФИ – формирователь импульсов разряда, РК – разрядный ключ, УИТ – управляемый источник
тока заряда, С – зарядный конденсатор, ЭП – эмиттерный повторитель, УС – устройство сравнения, ИОН – источник опорного напряжения, К – компаратор, ГПН – генератор пилообразного напряжения,
ОСЧ – опорный синтезатор частот, И – интегратор, ИМС – источник
модулирующего сигнала, ЗН – зарядовая накачка, LC – LC-фильтр,
ФНЧ – фильтр нижних частот, Д – делитель тракта приведения, УГ –
управляемый генератор.
187
188
Включенные в кольцо УГ, делитель тракта приведения, ИФД и
фильтры ФНЧ и LC образуют цепь фазовой автоподстройки частоты.
Эта цепь ИФАПЧ осуществляет слежение за задающим воздействием
со стороны опорного СЧ после прохождения его через опорный делитель и ФМ на синхронизирующий вход ИФД. При этом выходная частота fУГ всего устройства определяется следующим соотношением:
f УГ = ( f ОСЧ / R ) N ,
(П4.1)
где: fОСЧ – частоты выходного сигнала опорного СЧ, N – постоянный
коэффициент деления делителя тракта приведения, R – постоянный
коэффициент деления опорного сигнала.
Таким образом, на выходе УГ можно получить дискретное множество частот с шагом сетки частот:
f Ш = ( f ′Ш / R ) ⋅ N
(П4.2)
где: f ′Ш – шаг сетки частот на выходе опорного СЧ.
Следует отметить, что частота сравнения на ИФД FR=fОСЧ/R меняется в диапазоне рабочих частот fУГ, в случае равенства коэффициентов деления N=R устанавливается соотношение fУГ=fОСЧ с шагом f Ш = f 'Ш , а в случае неравенства N≠R устанавливается некоторая трансформация этих значений в зависимости от величины N/R.
После установления синхронизма в кольце ИФАПЧ осуществляется частотная модуляция УГ подачей модулирующего сигнала
Uм(jωм) от источника модулирующего сигнала через интегратор на
управляющий вход ФМ, который, в свою очередь, является первым
входом компаратора. На второй вход компаратора подается опорный сигнал с генератора пилообразного напряжения с постоянной
амплитудой А пилы в диапазоне частот сравнения FR в пределах
0,5 – 2,0 МГц.
Остановимся на этом обстоятельстве более подробно. Обычно
в синтезаторах частот на основе ИФАПЧ частота сравнения на ИФД
постоянна. Поэтому при введении ЧМ2 (рис.1.8в) в таких синтезаторах фазовый модулятор производит задержку фронтов импульсов
постоянной частоты сравнения FR. Задержка определяется уровнем
модулирующего напряжения. Период регулирования в системе
ИФАПЧ в диапазоне выходных частот синтезатора по причине постоянства частоты сравнения тоже постоянен. Следовательно, легко
достигается постоянство коэффициента передачи ФМ. Иное дело в
189
описываемой системе, где частота сравнения на ИФД меняется в 4
раза по диапазону выходных частот, то есть от 0,5 МГц до 2,0 МГц.
Преодоление этой технической проблемы заключается в том,
что при формировании пилообразного напряжения с переменным
периодом частоты сравнения необходимо добиться постоянства амплитуды пилы. Это, в свою очередь, связано с изменением крутизны
пилы. Применение управляемого напряжением генератора тока заряда пилы в сочетании с обратной связью по напряжению (см.
рис.П4.2) позволило получить пилообразный сигнал с постоянной
амплитудой с достаточно высокой линейностью наклона пилы. Этот
сигнал подается на первый вход компаратора, а на другой вход приходит проинтегрированный модулирующий сигнал UМ(t). На выходе
компаратора реализуется импульсная последовательность, промодулированная по фазе в соответствии с законом модуляции.
Следовательно, в системе ИФАПЧ мощного УГ используется одноточечный косвенный метод модуляции ЧМ2 [61], который основан
на обычной модуляции по фазе импульсов с частотой сравнения FR.
Модуляция по фазе опорного входного сигнала на ИФД приводит к
изменению сигнала ошибки на его выходе, вызывая отклонение частоты выходного сигнала УГ в соответствии с законом модуляции. При
ЧМ2 сигнал UМ(t) является внешним возмущением для системы
ИФАПЧ. В ФНЧ происходит сглаживание сигнала ошибки, минимизирующее высокочастотные составляющие спектра модулирующего сигнала. Система ИФАПЧ при ЧМ2 ведет себя как эквивалентный фильтр
нижних частот относительно модулирующего воздействия.
Частота модулирующего воздействия FM лежит обычно в пределах 20 – 20000 Гц. Модулирующее воздействие представляется более
медленным процессом, чем процесс формирования опорного пилообразного напряжения. Механизм работы ФМ по принципу управляемой
линии задержки поясняется на рис.П4.3 с помощью временных диаграмм. На выходе компаратора формируется напряжение прямоугольной формы, фронт которого модулируется по фазе (рис.П4.3).
При отсутствии модуляции (рис.П4.3а) фронт занимает среднее временное (фазовое) положение, отмеченное пунктирными линиями на
временном графике. Изменение сигнала модуляции UМ(jωМ) по амплитуде приводит к изменению фазового положения на –∆φ
(рис.П4.3б) и на +∆φ (рис.П4.3в) относительно среднего положения.
Таким образом, ФМ работает в режиме управляемой линии задержки, в которой величина задержки и ее полярность управляются в соответствии с сигналом UМ(jωМ).
190
А
UМ=0
Вых. компаратора
∆ϕ=0
а
А
UМ>0
Вых. компаратора
-∆ϕ
б
А
UМ<0
Вых. компаратора
+∆ϕ
в
Рис.П4.3. Временные диаграммы, поясняющие механизм работы ФМ
Можно показать, что девиация частоты на выходе устройства
ИФАПЧ генератора с ЧМ определяется соотношением:
D ( jω М ) = U М ( jω М ) ⋅ (1/ 2πT И ) ⋅ N ⋅ K ФМ ⋅ mod Φ ( jω М )
где:
(П4.3)
Φ ( jω М ) – частотная характеристика замкнутой системы
191
ИФАПЧ, K ФМ = 2 π / A – коэффициент передачи ФМ, U М – амплитуда модулирующего сигнала, A – амплитуда пилообразного напряжения, T И – постоянная времени интегратора.
Из выражения (П4.3) видно, что генератор пилообразного напряжения в фазовом модуляторе выполняет ключевую роль, обеспечивая постоянство амплитуды A (рис.П4.3) выходного сигнала и
тем самым обеспечивает постоянство девиации в рабочем диапазоне модулирующих частот при различных частотах на выходе УГ.
Результатом модуляции фазы импульсов на выходе ФМ является изменение сигнала ошибки на выходе ИФД, вызывающее отклонение частоты выходного сигнала УГ в соответствии с законом
модуляции. При этом сигнал модуляции представляет внешнее
возмущение для системы ИФАПЧ. Контур ИФАПЧ обеспечивает
устойчивость центральной частоты УГ и не вырабатывает никакого
сигнала противодействия, направленного на устранение модуляции. Следовательно, система ИФАПЧ ведет себя как эквивалентный фильтр нижних частот относительно модулирующего воздействия, причем на некоторой частоте, меньшей частоты среза
ω С = 2πF C существует подъем или провал частотной модуляционной характеристики (см. рис.П4.4). Практически неискаженная
частотная модуляция имеет место на частотах ниже частоты среза
F C (например, 30 – 40 кГц), ограничиваясь снизу постоянной времени интегратора на частоте 1/ 2 πT И (например, 10 – 15 Гц).
Следует отметить, что высокая стабильность параметров выходных ЧМ колебаний имеет место при значительном частотном
перекрытии УГ. Присущая УГ неравномерность крутизны характеристики управления приводит в системе ИФАПЧ к изменению частоты среза системы ω C за счет изменения усиления в контуре. В
результате этого частотная характеристика mod Φ ( jω М ) претерпевает изменения только в районе частоты среза (см. рис.П4.4).
Этот неиспользуемый участок лежит выше самой высшей частоты
модулирующего сигнала ω Мmax .
Таким образом, применение устройства фазовой автоподстройки частоты генератора с частотной модуляцией позволяет повысить
стабильность параметров выходного ЧМ колебания с возможностью
работы в диапазоне выходных частот при одновременно высоком
быстродействии с широким диапазоном частот модулирующего сигнала в сочетании с упрощением аппаратурной реализации.
192
mod Φ(jωМ)
1,0
0,707
l g ωМ
1/Ти ωМ min
ωМ max ωC min
ωC max
Рис.П4.4. Зависимость АЧМХ от изменения крутизны характеристики
управления ГУН
Существенным отличием описываемого устройства ИФАПЧ генератора с ЧМ является значительное упрощение аппаратурной реализации этого устройства, т.к. в нем осуществляется не только слежение
за задающим воздействием со стороны синтезатора, но и введение
модулирующего напряжения только в одну точку контура. Частотная
модуляция выходного колебания УГ осуществляется с помощью фазового модулятора. Так как функция отклонения частоты является
производной от функции отклонения фазы, то сигнал модуляции
предварительно пропускается через интегратор, в результате чего на
выходе УГ сигнал приобретает частотную модуляцию по закону, определяемому формой модулирующего сигнала. Такая схемная реализация позволяет значительным образом устранить противоречия между такими важнейшими характеристиками устройства ИФАПЧ, как
спектральные, динамические и модуляционные.
Принцип мощного, управляемого с помощью ИФАПЧ генератора
был применен при построении передатчиков радиостанций Р1685УН, Р168-25УВ и Р168-100УВ, выпускаемых в настоящее время серийно [42]. На рис.П4.5 представлена структурная схема тракта
формирования ЧМ сигнала в этих радиостанциях.
193
Вкл. поддиапазонов
перекл. токов
ЗН
ФНЧ
ИФД1
:80
LC
FУГ
УГ
Uм(t)
:100
ФМ
Система ИФАПЧ
fСЧ
ОГ
10МГц
:R
FR
ИФД1
ФНЧ
УГ
FN
:N
Опорный синтезатор частот
Рис.П4.5. Тракт формирования ЧМ сигнала радиостанций Р168
Опорный синтезатор выдает сигнал в диапазоне частот 37,5 –
135 МГц с шагом 31,25 кГц и скоростью переключения не более
0,6 мс. Выходной сигнал синтезатора делится по частоте на 100 и подается на фазовый модулятор, который осуществляет модуляцию по
фазе сигнала с частотой fСЧ/100. Предварительно модулирующее
воздействие UМ(t) проходит через интегратор. Сигнал с выхода ФМ
является опорным для частотно-фазового детектора второго кольца.
Ответвленный сигнал уровнем 0,4 – 0,8 В (пиковое значение) с выхода мощного УГ подается на делитель частоты с коэффициентом деления 80 и далее на второй вход ИФД. Второе кольцо осуществляет
слежение за сигналом с выхода СЧ. При этом, согласно формулам (1),
(2): fУГ/80=fСЧ/100 или fУГ·1,25 с шагом 31,25МГц/1,25=25кГц. Следовательно, частота сравнения на ИФД в диапазоне fУГ 30 – 108 МГц лежит
в пределах (30–108)МГц/80, т.е. в пределах 0,375 – 1,35МГц.
194
+
i
-
R2 100
ki=1
-K-
kfd
C1 0.1mkf
C2 13300P
R3 39
C 2 430P
R3 750
r1 400
R5 750
C 5 1000P
+
v
-
kv =1
C4 1000P
Output Point
Sum1
f(u)
Mux
Fcn
Mux
sguni dpkd
gun
1
2*pi*3.0e+6/64
Scope
s
Sum
|u|
uo=10v
Abs
[0]
Input Point
2*pi
Constant
>
IC
0
Constant1
Relational
Operator
Рис.П4.6. Модель ЧМ возбудителя, выполненная в программе MatLab
По сравнению с первым кольцом, второе значительно широкополосней, с полосой эффективного регулирования около 20 кГц для
реализации быстродействия и требуемой амплитудно-частотной модуляционной характеристики АЧМХ. Это кольцо осуществляет слежение за изменением частоты СЧ, и по своей сути представляет
следящий фильтр. При такой полосе эффективного регулирования
второе кольцо всегда «успеет» за изменением частоты в первом, так
как обладает потенциально высоким быстродействием. Иными словами второе кольцо легко «догонит» первое, у которого полоса эффективного регулирования составляет не более 1 кГц. На рис.П4.6
приведена модель ЧМ возбудителя, выполненная в программе
Matlab, позволяющая определить динамические свойства второго
кольца. На рис.П4.7 приведен график переходного процесса при
скачке частоты на входе. Кривая 1 показывает расчетный характер
переходного процесса модели ЧМ возбудителя, кривая 2 построена
на основании экспериментальных данных. Видно, что расчетное и
реальное быстродействие составляет не более 0,4 мс. Это подтверждает вышеизложенные утверждения.
Для реализации высоких требований по качеству модуляции
(нелинейные искажения, неравномерность модуляционной характеристики) необходимо обеспечить стабильность частотной характеристики замкнутого кольца ИФАПЧ в широком диапазоне выходных
195
Частота, МГц
130
120
1
110
100
2
90
80
70
60
50
40
30
0
0,1
0,2
0,3
0,4
Время, мс
Рис.П4.7. Переходный процесс при изменении входной частоты
частот. Главная проблема здесь состоит в том, что трудно сохранять
постоянным усиление замкнутого кольца в широком частотном диапазоне. Изменение усиления кольца в диапазоне рабочих частот
происходит главным образом по причине нелинейной зависимости
характеристики управления мощного УГ. В описываемом устройстве
реально средняя крутизна по 4 поддиапазонам меняется в пределах
от 0,75 МГц/В до 4 МГц/В. Поэтому для сохранения приемлемого
постоянства усиления замкнутого кольца в каждом из 4 поддиапазонов устанавливается такое значение тока заряда/разряда I0 зарядовой накачки, которое компенсирует изменение средней крутизны УГ.
Тем самым полоса эффективного регулирования по поддиапазонам
поддерживается около необходимого значения в 30-40 кГц. При этом
сохраняются условия по устойчивости ИФАПЧ (запасы по фазе и
амплитуде, показатель колебательности М), что_ в свою очередь, в
достаточной мере гарантирует повторяемость АЧМХ по поддиапазонам. В свою очередь, это благоприятно сказывается на степени подавления помехи с частотой сравнения FR в спектре выходного сигнала ЧМ модулятора. Для более высокой степени подавления в цепи управления мощного УГ устанавливается дополнительный LC –
196
фильтр (см. рис.П4.1), не оказывающий значительного влияния на
динамику кольца, а эффективно подавляющий помеху с частотой
сравнения в канале выделения управляющего сигнала, то есть
улучшая фильтрующие свойства системы ИФАПЧ.
При проектировании и практической реализации мощных широкополосных ЧМ модуляторов приходится сталкиваться с преодолением влияния синусоидальной помехи на входе компаратора ФМ.
Присутствие синусоидальной помехи на входе компаратора приводит к значительному искажению передаваемого сообщения. При подаче синусоидального модулирующего воздействия на ФМ возбудителя демодулированный сигнал далек от синусоидальной формы.
На демодулированном сигнале наблюдается присутствие так называемой «бороды», которая приводит к увеличению коэффициента
нелинейных искажений КНИ. Результаты машинного моделирования
данного явления приведены ниже. Пути практического преодоления
данного явления сводятся к соответствующей компоновке функциональных узлов модулятора. При этом максимально стремятся экранировать ФМ с целью уменьшения помехи на входе компаратора.
Моделирование в программе Mathcad 2000 явления «бороды» в
демодулированном сигнале.
Компаратор срабатывает при условии выполнения равенства
a1 ⋅ sin(2 π ⋅ fm ⋅ t ) = a 2sin(64 ⋅ 2π ⋅ f 0 ⋅ t ) + fpil (t ) ,
(П4.4)
где a1 ⋅ sin(2 π ⋅ fm ⋅ t ) – модулирующий сигнал, a 2sin(64 ⋅ 2 π ⋅ f 0 ⋅ t ) –
сигнал помехи, fpil (t ) – пилообразный сигнал на входе компаратора, a1 – амплитуда модулирующего сигнала, a2 – амплитуда помехи,
fm –частота модулирующего сигнала, f0 – частота пилы компаратора, 64·f0 – частота помехи.
Решение уравнения (П4.4) относительно t ищется в моменты
времени n/f0+dt. Зададим параметры: a1=0,15; a2=0,001; a3=1,5;
fm=1000; f0=1000000; delt1=0,0.
⎡
( n + delt ⎤
f ( n, delt ) = root ( a1 ⋅ sin ⎢ 2πfm ⋅
−
f 0 ⎥⎦
⎣
− a 2 ⋅ sin(64 ⋅ 2 π ⋅ delt ) − a 3 ⋅ delt ),
(П4.5)
где a3 – амплитуда пилы компаратора, delt – нормированное отклонение фазы от номинала, root – стандартная функция. Решение
трансцендентного уравнения (П4.5) ищется в моменты времени
197
Нормированное отклонение фазы
Нормированное время
Рис.П4.8. Модуляция фазы во времени
(n + delt )
с помощью стандартной функции root. При этом n=1…1000,
f0
f0
fdemn = 64( deltn − deltn −1 ) ⋅
,
(П4.6)
2π
где fdem – демодулированный частотный сигнал с искажениями.
fdemin = 64 ⋅
a1
n ⋅ fm
⋅ fm ⋅ cos(2 π ⋅
),
a3
f0
(П4.7)
где fdemi – демодулированный частотный сигнал идеальный.
Коэффициент нелинейных искажений kni определим из равенства
Парсеваля:
2
⎡
⎤
⎛ a1 ⎞
⋅ ∑ ⎡( fdemn )2 ⎤ − ⎢ 64 ⋅ ⎜ ⎟ ⋅ fm ⎥
⎣
⎦
1000 n
⎝ a3 ⎠
⎣
⎦
kni = 100 ⋅
⎡
⎤
⎛ a1 ⎞
⎢64 ⋅ ⎜ a 3 ⎟ ⋅ fm ⎥
⎝ ⎠
⎣
⎦
kni=18,462.
198
2
(П4.8)
Уровень девиации частоты
Нормированное
fdem n
fdemi n
fdem n- fdemi n
время
Рис.П4.9. Модуляция частоты во времени
199