Ильин А.Г. Автогенераторы и синтезаторы. Учебное пособие.

1
МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ
Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования
«ТОМСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ СИСТЕМ
УПРАВЛЕНИЯ И РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ»
(ТУСУР)
Кафедра телевидения и управления
(ТУ)
УТВЕРЖДАЮ
Заведующий кафедрой ТУ, профессор
_________________И.Н. Пустынский
«______»___________________2012 г.
АВТОГЕНЕРАТОРЫ И СИНТЕЗАТОРЫ
Учебное пособие
РАЗРАБОТАЛ
_________ А.Г. Ильин
«______»_________2012 г.
2012
2
Ильин А.Г. Автогенераторы и синтезаторы. Учебное пособие. –
Томск: кафедра ТУ, ТУСУР, 2012. – 68 с.
© Ильин А.Г., 2012
© Кафедра Телевидения и управления, ТУСУР, 2012
3
1. Автогенераторы
1.1. Условия самовозбуждения и стационарного режима
Автогенератор – устройство, преобразующее энергию источников питания в энергию ВЧ - колебаний (вырабатывающее электрические колебания)
без внешнего воздействия. Содержит активный элемент (транзистор), резонатор (высокодобротный колебательный контур), цепь положительной обратной связи. Основные элементы автогенератора показаны на рис. 1.1. На этом
.
S1
Uк
Uб
Zн
k ос
Рис. 1.1. Эквивалентная схема автогенератора.
рисунке колебательный контур условно обозначен в виде эквивалентного
сопротивления нагрузки Zн в коллекторной цепи транзистора. Транзистор в
нелинейном режиме имеет усредненную по первой гармонике крутизну S1.
Цепь положительной обратной связи характеризуется коэффициентом обратной связи kос. Противофазность коллекторного и базового напряжений отражается на рис. 1.1 направлениями соответствующих стрелок. Все обозначенные на этом рисунке величины – комплексные.
Стационарный режим. Связь между напряжениями и коллекторным током транзистора:
Iк1  S1U б ; U б  U к kос ; U к  Iк1 Z н
где Iк1  первая гармоника коллекторного тока, U б - напряжение базаэмиттер, U к  напряжение коллектор-эмиттер. Последовательно подставляя
формулы друг в друга, получим:
S1 Z н kос  1 .
Последнее выражение распадается на два:
S1 Z н k ос  1
(1.1)
баланс амплитуд,
 S   ос   н  2n , n = 0,1,2…
(1.2)
 баланс фаз. Обычно n = 0, тогда условие баланса фаз (1.2) записывают
в следующем виде:
 S   ос   н  0 .
(1.3)
1
1
4
В уравнении баланса амплитуд от амплитуды колебаний зависит только
средняя крутизна S1. Следовательно, уравнение (1.1) позволяет определить
амплитуду установившихся колебаний в автогенераторе. Поскольку в уравнении баланса фаз (6.3) каждый из фазовых сдвигов зависит от частоты, частота
колебаний генератора ген определяется путем решения соответствующего
уравнения:
 S     ос     н    0 .
(1.4)
В общем случае уравнения
()  ()
(6.1) и (6.2) взаимосвязаны, так как
н
-s1  + ос
входящие в них величины зависят
и от амплитуды, и от частоты
колебаний, но в первом приближении можно считать, что изменение
ген 0

частоты слабо влияет на величины
в формуле (1.1), а изменение
амплитуды слабо влияет на сдвиги
фаз. По этой причине полагают,
Рис. 1.2. К определению частоты
что амплитуда колебаний опредеколебаний автогенератора.
ляется только уравнением (1.1), а
частота – уравнением (1.4). Графическое решение уравнения (1.4) показано на рис. 1.2. Здесь 0 – резонансная
частота контура, на этой частоте его эквивалентное реактивное сопротивление и, следовательно, фазовый сдвиг н равны нулю. Крутизна фазовой
характеристики контура вблизи резонанса определяется его добротностью;
чем выше добротность, тем ближе частота генератора ген к резонансной
частоте контура 0.
Динамическая ВАХ активного элемента содержит участок с отрицательной крутизной. Это означает, что для выходной цепи АЭ представляет собой
отрицательную проводимость, т.е. способен отдавать мощность во внешнюю
цепь.
Самовозбуждение. Плавное нарастание колебаний в автогенераторе при
включении питания возможно лишь в случае, когда потери энергии в контуре
меньше, чем поступление её от транзистора. Это соответствует следующему
условию:
S 0 Z н k ос  G ,
(1.5)
где G  1 – коэффициент регенерации, S0 – начальная крутизна транзистора.
Предполагаем, что начальная крутизна (при включении питания) равна
крутизне аппроксимированной проходной характеристики транзистора S.
Тогда, учитывая, что S1  S 0 1   , из формул (1.1) и (1.5) получим:
1
G
1
 1  
(1.6)
5
где  - угол отсечки коллекторного тока в установившемся режиме,
γ1( )=α1( )(1-cos  ), α1( ) – коэффициент Берга.
Обычно выбирают G = 3…5, при этом   60... 75.
Мягкий и жёсткий режимы самовозбуждения.
Режим самовозбуждения, при котором колебания плавно нарастают при
включении питания, называется мягким. Изменение амплитуды возбуждения
S1
S1
S0
А
Б
1/Zу
А
1/Zу
0
Uб 
Uб
Рис. 1.3 а. Изменение средней
крутизны при мягком
самовозбуждении.
0
Uб 
Uб
Uб
Рис. 1.3 б. Изменение средней
крутизны при жестком
самовозбуждении.
приводит к изменению средней крутизны транзистора S1, поскольку меняется
угол отсечки коллекторного тока . При этом в разных режимах работы
транзистора можно получить различный характер зависимости S1 = fUб.
Если начальное смещение на базе относительно эмиттера больше напряжения отсечки Ебэ  Е/ , то зависимость имеет вид, показанный на рис. 1.3а.
Начальная крутизна высокая, условие самовозбуждения выполняется, и
колебания плавно нарастают ( «мягкое» самовозбуждение). При возрастании
амплитуды колебаний средняя
крутизна уменьшается, автогенеCр
ратор переходит в стационарный
Cк
режим (точка А на рис. 1.3а). На
Lк
этом же рисунке проведена прямая
1/Zу (Zу = Zнkос – “управляющее”
Cбл
R1
сопротивление). В точке пересечения А выполняется условие балан+Eк
са амплитуд, и установившаяся
Рис. 1.4. Схема автогенератора с
амплитуда колебаний равна Uб.
трансформаторной обратной связью
Если смещение на базе относительно эмиттера меньше напряжения отсечки, то зависимость S1 = fUб имеет вид, показанный на рис. 1.3б.
В этом случае имеются две точки А и Б, соответствующие стационарному
режиму. Можно показать, что режим, соответствующий точке А, устойчив, а
6
режим, соответствующий точке Б, неустойчив. Режим самовозбуждения,
соответствующий рис. 1.3б, называется жестким. Недостатком этого режима
является то, что для перехода автогенератора в стационарное состояние
требуется дополнительное внешнее воздействие, приводящее к возникновению колебаний с амплитудой Uб  Uб.
На рис. 1.4 приведен пример автогенератора с трансформаторной обратной связью. Мягкий режим самовозбуждения обеспечивается здесь подачей
отпирающего смещения на базу транзистора через резистор R1. Величина его
сопротивления должна быть выбрана так, чтобы обеспечить достаточно
высокое значение начальной крутизны S0  1Zу.
Энергетические соотношения в стационарном режиме. Для коллекторной
цепи потребляемая мощность P0 равна сумме полезной мощности P1 и рассеиваемой на коллекторе Pк:
P0 = P1 + Pк .
Мощность, потребляемая от источника коллекторного питания, равна
P0=Iк0Eк , где Eк – напряжение коллекторного питания, Iк0 – постоянная
составляющая коллекторного тока. Часть этой мощности преобразуется
активным элементом (транзистором) в мощность высокочастотных колебаний
Р1 = 0,5UmкIк1, передаваемую в контур, остальная часть потребляемой мощности рассеивается на коллекторе транзистора (Umк – амплитуда высокочастотного напряжения на коллекторе, Iк1 – амплитуда первой гармоники коллекторного тока). Электронный коэффициент полезного действия
э = Р1/Р0 .
Подставив сюда выражения для полезной и потребляемой мощностей, получим:
э  0,5  1()  0() ,
где  = Umк / Eк – коэффициент использования коллекторного напряжения.
В свою очередь, часть полезной мощности рассеивается в контуре, в результате чего в нагрузку передается меньшая мощность:
Рвых = кР1 ,
где к – коэффициент полезного действия контура. Величина его определяется соотношением добротностей контура – нагруженного Qн и холостого
хода Qхх :
к=1-Qн/Qхх .
7
Вследствие того, что для получения высокой стабильности необходимо
использовать контур с высокой добротностью Qн , результирующий коэффициент полезного действия автогенератора  = кэ получается небольшим.
1.2. Эквивалентные трёхточечные схемы автогенераторов
На практике широко используются трёхточечные схемы автогенераторов. Обобщенная структура приведена на рис. 1.5а. Элементы Ż1, Ż2, Ż3 –
комплексные сопротивления, являющиеся элементами колебательного контура и содержащие как реактивные X1, X2, X3, так и резистивные r1, r2, r3 составляющие:
Ż1 = r1 + jX1,
Ż2 = r2 + jX2,
Ż3 = r3 + jX3,
причем на частоте генерации X1+ X2+X3 = 0 (условие резонанса) и ri  Xi.
Сопротивление нагрузки в коллекторной цепи транзистора


Z Z  Z 3
.
Z н  1 2
Z1  Z 2  Z 3
Коэффициент обратной связи
 Z 2
kос 
.
Z 2  Z 3
Доказывается, что реактивности X1 и X2 имеют одинаковые знаки, тогда
из условия резонанса X3 – противоположный знак. Отсюда следует, что если
X1 и X2 – индуктивности, то X3 – ёмкость, при этом полученная схема называется индуктивной трёхточкой (рис. 1.5в); если же X1 и X2 – ёмкости, то
получим ёмкостную трёхточку (рис. 1.5б). Частным случаем ёмкостной
трёхточки можно считать приведённую на рис. 6.5г схему Клаппа. В этой
схеме в индуктивную ветвь последовательно включается конденсатор, емкость которого значительно меньше ёмкости последовательного соединения
конденсаторов С1 и С2:
С3  С1С2/( С1 + С2).
Для повышения стабильности автогенераторов необходимо использовать
контуры с высокой добротностью. Это означает, что сопротивления потерь r1,
r2, r3 в элементах Ż1, Ż2, Ż3 малы по сравнению с реактивными составляющими X1, X2, X3, т.е. Ż1  jX1 , Ż2  jX 2 , Ż3  jX 3 . При этом коэффициент обратной
связи
X2
.
X1
Тогда для индуктивной трёхточки k ос  L2
k ос 
k ос  С1
,
для
ёмкостной
.
L1
С2
8
Частота колебаний автогенератора определяется резонансной частотой
контура. Для индуктивной трёхточки рис. 1.5в  ген  1
, для ёмкост-
L1  L2 C
ной трёхточки рис. 1.5б  ген 
 ген  1
1
L
C1C 2
. Для схемы Клаппа рис. 1.5г
C1  C 2 
, где С экв  С11  С 21  С31  .
1
LC экв
.
Ż3
L
C1
Ż1
C2
Ż2
а)
б)
C3
C
C1
L
L1
L2
C2
в)
г)
Рис. 1.5. Эквивалентные трехточечные схемы автогенераторов на БТ:
а) обобщенная, б) емкостная, в) индуктивная, г) Клаппа.
Отметим, что в трёхточечных схемах автогенераторов используется неполное включение контура в коллекторную цепь транзистора. Коэффициент
включения для схем рис. 1.5б и 1.5в
p  X1
X 1  X 2  
1
1  X 2 

X 1 

 1
1  k ос  .
1.3. Практические схемы автогенераторов
Цепи питания и смещения. В автогенераторах можно использовать цепи
питания и смещения, аналогичные как и в маломощных каскадах генераторов
с внешним возбуждением (рис. 1.6). Для стабилизации режима по постоянному току используется сопротивление в цепи эмиттера, по высокой частоте
заблокировано конденсатором Сэ. В базовой цепи для мягкого самовозбужде-
9
ния необходимо установить фиксированное смещение на участке с максимальной крутизной проходной характеристики. Это обеспечивается делителем на резисторах R1 и
R2. Однако, если этот
+Епит
делитель низкоомный,
Rбл
он будет шунтировать
R1
цепь обратной связи и
Контур и цепь
обратной
связи
R3
вносить дополнительные потери в контур
автогенератора.
Для
устранения этого в
Rэ
Сэ
R2
базовой цепи ставят
блокировочный дроссель или высокоомный
резистор R3 (рис. 1.6).
Рис. 1.6. Цепи смещения и питания
Иногда рекомендуют и
транзистора в автогенераторе.
в коллекторной цепи
вместо блокировочного
дросселя использовать резистор Rбл, однако в этом случае вследствие его
шунтирующего влияния на контур стабильность частоты генератора будет
ниже.
Возможность прерывистой генерации. По мере роста амплитуды колебаний напряжение смещения уменьшается из-за наличия сопротивления автосмещения в цепи эмиттера. В результате амплитуда колебаний ограничивается только путем уменьшения угла отсечки без захода в перенапряженный
режим.
Скорость нарастания постоянного напряжения автосмещения на эмиттерном сопротивлении определяется постоянной времени заряда конденсатора Сэ. При большом значении емкости этого конденсатора увеличение напряжения автосмещения отстаёт от роста амплитуды колебаний. В результате
может наступить прерывистая генерация, так как увеличивающееся автосмещение сдвинет рабочую точку на участок с такой маленькой крутизной, что
условия баланса амплитуд уже не выполняются, колебания сорвутся. Затем
при разряде блокировочного конденсатора напряжение автосмещения
уменьшается и возвращает рабочую точку на участок с высокой крутизной,
при которой выполняется условия самовозбуждения и колебания возникают
снова. Условие отсутствия прерывистой генерации имеет следующий вид:
Rэ С э   конт ,
где  конт  2Q  , Q – добротность, ω0 – резонансная частота контура.
0
Отсюда емкость блокировочного конденсатора C э  2Q  R .
0 э
10
В то же время сопротивление конденсатора на частоте генерации должно
быть во много (10…20) раз меньше сопротивления автосмещения, т. е.
.
C э  10...20
 R
0
э
Приведем несколько примеров практических схем автогенераторов.
Сбл
Lбл1
+Еп
R1
Рис. 1.7.
Индуктивная
трёхточка.
Lбл2
C
L1
R2
Rэ
L2
Сэ
Cр
Lбл1
+Eп
Сбл
L1
R1
Lбл2
C3
C1
C2
R2
Rэ
Рис. 1.8.
Ёмкостная
трёхточка.
Сэ
1.4. Стабильность частоты автогенераторов
Нестабильность частоты характеризуется её относительным изменением
    . Различают два вида нестабильности – долговременную и кратко0
временную. Долговременная – нестабильность, вызванная медленными
изменениями температуры, давления, влажности, напряжений источников
11
питания и т. д. Кратковременная нестабильность – быстрые флуктуации
частоты автогенератора, обусловленные тепловыми и дробовыми шумами.
Условно за кратковременную нестабильность принимают изменение частоты
за время меньше одной секунды.
Изменение частоты колебаний автогенератора в первую очередь связано
с изменением индуктивности L или ёмкости C колебательного контура,
входящего в схему автогенератора. Если под действием дестабилизирующих
факторов эти параметры получат малые приращения L или С, то резонансная частота контура и, следовательно, частота автогенератора изменятся на
величину
  
 0  L
C 


.
2  L
C 
Тогда относительная нестабильность
1  L C 

.
2 L
C 
  
Отсюда следует, что для создания высокостабильных автогенераторов
необходимо использовать ёмкости и индуктивности с малыми температурными коэффициентами  L (ТКИ) и  C (ТКЕ) (  L  L Lt ,  C  C Ct , t –
абсолютное изменение температуры). Для повышения стабильности частоты
используют термокомпенсацию и термостатирование. Термокомпенсация
заключается в обеспечении равенства  L =   C . Это обеспечивается включением в контур одного или нескольких конденсаторов с отрицательным ТКЕ.
Такой способ стабилизации называют параметрическим, соответствующая
методика расчёта приведена в пособии [8].
Тепловой режим автогенератора зависит также и от нагревания транзистора. Следовательно, для повышения стабильности необходимо уменьшать
мощность автогенератора, при этом транзистор нагревается меньше.
Для повышения стабильности следует использовать контуры с высокой
добротностью. Доказывается [2], что относительная нестабильность  обратно
пропорциональна добротности колебательного контура Q:


,
2Q
где   изменение фазы крутизны или обратной связи
Физически это объясняется тем, что при большой добротности крутизна
фазо-частотной характеристики контура  н   оказывается высокой, и для
компенсации изменения углов s1 и ос (см. уравнение баланса фаз (1.4))
требуется небольшое изменение частоты автогенератора. Графически это
поясняется на рис. 1.9.
12
()
г

-s  +ос
г 0

н
Рис. 1.9. К определению нестабильности
частоты автогенератора.
Шумы автогенераторов. Кратковременная нестабильность особенно
опасна при частотной и фазовой модуляции. В результате воздействия шумов
размывается спектральная линия выходных колебаний автогенератора.
Среднеквадратические отклонения частоты δf и фазы δφ связаны следующим соотношением:
δφ(F) = δf(F)/F,
где F – частота, на которой производятся измерения фазового шума.
Величина δφ измеряется в радианах или градусах и определяет среднеквадратическое значение случайных изменений фазы колебаний автогенератора при измерении фазового шума в полосе 1 Гц, отстроенной от средней
частоты на величину F.
Спектр фазового шума
вблизи рабочей частоты
автогенератора
f0
F
Рис. 1.10. Фазовый шум автогенератора
f
13
1.5. Кварцевая стабилизация частоты автогенераторов
Добротность кварцевых резонаторов на несколько порядков превышает
добротность обычных LC-контуров. Кварцевая пластина вырезается из
кристалла кварца и помещается между двумя металлическими обкладками.
Под действием высокочастотного напряжения, приложенного к металлическим обкладкам резонатора, возникают упругие механические колебания с
очень малым затуханием. Основная частота механических колебаний в
мегагерцах определяется соотношением
f M ,
d
где M – частотный коэффициент,
величина которого определяется
типом среза и видом колебаний; d –
Lкв
толщина пластины в миллиметрах. В
C0
частности, при колебаниях сдвига по
Скв
толщине значение М находится в
пределах от 1,5 до 3 МГц/мм. При
толщине 0.1 мм обеспечивается
rкв
частота колебаний 15…30 МГц. При
необходимости
стабилизировать
более высокие частоты используют
Рис. 1.11. Эквивалентная схема
гармоники механических колебаний
замещения кварцевого резонатора.
кварцевого резонатора. При этом
возбуждение резонатора возможно
только на нечётных гармониках, так
как только в этом случае на обкладках резонатора образуются заряды противоположного знака.
Эквивалентная схема резонатора вблизи основной частоты приведена на
рис. 1.10. Ёмкость С0 характеризует статическую ёмкость кварцедержателя
(обычно 2…8 пФ), остальные элементы схемы – эквивалентные динамические параметры. Индуктивность Lкв (порядка одного генри) характеризует
инерционные свойства пластины; ёмкость Скв – упругие свойства пластины
(сотые доли пикофарады); сопротивление rкв (единицы ом) – потери в резонаторе. Видно, что имеется две собственные частоты резонатора – частота
последовательного резонанса 1  1
и вторая – частота параллельного
Lкв С кв
резонанса  0 
1
Lкв
С 0 С кв
 1 1 
С0  С кв 
С кв
С0
.
14
Отношение C кв С  m назы0
вается ёмкостным отношением и
имеет порядок 10-3. Интервал
между частотами  0  1 называется резонансным промежутком,
Rэкв
Xэкв
1
0

а отношение  0  1  – относи1
тельным резонансным промежутком. Величина относительного
Рис. 1. 12. Частотная зависимость
резонансного промежутка приэквивалентного сопротивления
мерно равна 0.5m.
кварцевого резонатора.
Характер зависимостей активной Rэкв и реактивной Xэкв
составляющих
эквивалентного
сопротивления кварца от частоты показан на рис. 1.12. Видно, что в очень
узком частотном диапазоне между 1 и 0 реактивное сопротивление кварцевого резонатора имеет индуктивный характер, на остальных частотах –
ёмкостный.
Одним из основных параметров кварцевого резонатора является температурный коэффициент частоты ТКЧ – относительное изменение частоты при
изменении температуры на 1С. Его величина имеет порядок 10-6,зависит от
температуры и типа среза. Зависимость ТКЧ от температуры называется
температурно-частотной характеристикой. Сравнительно малый уход частоты
(до 210-5) в интервале рабочих температур –60…+80 С имеют пъезоэлементы со срезами АТ и ЖТ.
Мощность рассеяния. При работе в схеме через резонатор протекает ток,
величина которого пропорциональна амплитуде механических колебаний.
Чрезмерно большой ток ускоряет процесс старения и может привести к
разрушению резонатора. Максимальные токи, при которых обеспечивается
длительная работа резонатора с допустимыми изменениями параметров, для
разных видов резонаторов составляют от 1 до 50 мкА. При этом мощность
Pкв, рассеиваемая в резонаторе, не должна превышать допустимую Pкв доп,
которая составляет несколько милливатт. В случае, если это условие не
выполняется, стабильность собственной частоты кварцевого резонатора резко
ухудшается, изменяется структура кристаллической решётки, что может
привести к разрушению кристалла.
Добротность кварцевого резонатора, составляющая несколько десятков и
даже сотен тысяч, примерно одинакова на первой, третьей и пятой гармониках и уменьшается начиная с седьмой [2]. По другим данным [10]
Qn 
Q1
,
n
15
где Q1 – добротность резонатора при первом порядке колебаний, n – номер порядка колебаний.
Другие параметры резонаторов при порядках колебаний выше первого
связаны с параметрами резонаторов при первом порядке колебаний следующими соотношениями: rкв  n 2 rкв1 , Скв 
n
n
С кв1
n2
, Lкв  Lкв1 , где n – номер порядn
ка колебаний, rкв1, Скв1, Lкв1 – параметры резонатора при первом порядке
колебаний, rкв n, Скв n, Lкв n – параметры резонатора при n-ном порядке колебаний.
Следует отметить, что в настоящее время резонаторы изготавливают не
только на основе кварца, но и с использованием других пьезокристаллических материалов. Например, для перестраиваемых генераторов резонаторы
изготавливают на сегнетоэлектрических монокристаллах танталата лития,
обеспечивающих широкий резонансный промежуток – в 50…100 раз шире,
чем у кварца с такими же размерами. Они имеют высокую добротность Q =
(20…50)103 и относительное изменение частоты в интервале температур –
60…+85 С не более 1109 [10].
Традиционная технология изготовления пьезоэлектрических приборов
позволяет достичь минимальной толщины пьезоэлементов 30…50 мкм, что
обеспечивает их возбуждение на основных частотах до 50 МГц. Ионная
технология обработки позволяет достичь толщины 0.5 мкм, что обеспечивает
получение частот до 5 ГГц.
Повышение частотного диапазона можно обеспечить также и при использовании резонаторов на поверхностных акустических волнах (ПАВ).
Основными параметрами таких резонаторов являются
- диапазон рабочих частот: от единиц мегагерц до единиц гигагерц;
- стабильность частоты: (1…10)106 за год;
- добротность зависит от частоты и принимает значения, большие 104;
- точность настройки зависит от частоты и находится в пределах
(150…1000)106.
Принципиальные схемы кварцевых автогенераторов. Схемы кварцевых
генераторов можно разделить на три группы:
1) осцилляторные схемы (используют индуктивный характер сопротивления резонатора),
2) гармониковые схемы (АГ возбуждается на гармониках с n = 3,5,7…),
3) фильтровые схемы (кварцевый резонатор включают последовательно в
цепь обратной связи).
16
1. В осцилляторных схемах кварцевый резонатор используется в качестве
индуктивности в эквивалентной трёхточке (чаще всего ёмкостной). Пример такой схемы приведён на рис. 1.13.
Генератор возбуждается на частоте, близкой к частоте последовательLбл1
+Eп
Сбл
ZQ
R1
C1
Lбл2
C2
Rэ
R2
Сэ
Рис. 1.13. Осцилляторная схема
кварцевого автогенератора
(ёмкостная трёхточка).
ного резонанса кварца. Определить частоту генерации г можно из уравнения:
x1  г   x2  г   xкв  г   0 ,
где x1  г   1 С , x2  г   1 С , xкв  г   реактивное сопротивление
г 1
г 2
кварцевого резонатора. Графическое решение этого уравнения приведено на
рис. 1.14. Две кривые пересекаются в точках А и Б. Генератор возбуждается
только на частоте, соответствующей точке А, так как на частоте
xкв
Б вблизи параллельного резонанса резко возрастает эквивалент- (x1+x2)
А
ное активное сопротивление
Б
резонатора (см. рис. 1.12).
1
0

Можно менять в небольших
пределах частоту генератора,
г
поставив последовательно с
Рис. 1.14. Определение частоты колебаний
кварцем переменный конденсакварцевого автогенератора.
тор или варикап.
17
2. Гармониковые схемы. На ВЧ резонаторы могут работать на нечётных гармониках механических колебаний кварцевой пластины. Схема
генератора, работающего на заданной механической гармонике, аналогична схеме генератора на рис. 1.13. Отличием является то, что параллельно конденсатору С1 подключается дополнительная индуктивность
Lдоп (конечно, через разделительный конденсатор), образующая вместе с
С1 дополнительный параллельный колебательный контур, резонансная
частота которого ωдоп = (LдопС1)-1/2 несколько ниже рабочей частоты, но
выше частоты ближайшей нечетной гармоники. Тогда на рабочей частоте контур эквивалентен емкости, и АГ представляет собой обычную
трёхточечную схему. Отметим, что вместо дополнительной индуктивности можно использовать дроссель Lбл1 в коллекторной цепи транзистора
(рис. 1.13).
3. Принцип работы фильтровых схем заключается в следующем. Величина модуля сопротивления резонатора
на
частоте
последовательного
резонанса минимальна и резко
C3
возрастает при отклонении частоты
от 1. Поэтому, если включить
C1
L
резонатор в цепь обратной связи
ZQ
трёхточечной схемы автогенератора,
то при частотах, близких к частоте
C2
последовательного резонанса, цепь
R
обратной связи замыкается, и автогенератор самовозбуждается. На
Рис. 1.15. Фильтровая схема
частотах, отличающихся от 1,
кварцевого автогенератора
сопротивление
кварца
велико,
коэффициент обратной связи мал,
условия самовозбуждения генератора не выполняются. Таким образом, кварцевый резонатор эквивалентен
узкополосному фильтру в цепи обратной связи (рис. 1.15). По сравнению с
осцилляторными фильтровые схемы могут обеспечить большую выходную
мощность, однако стабильность частоты у них меньше.
18
1.6. Перестраиваемые генераторы
Перестраиваемые генераторы (иначе – генераторы, управляемые напряжением ГУН) часто выполняют по схеме ёмкостной трёхточки с контуром
между коллектором и базой (рис. 1.16).
C1
Uвых
Rэ
С2
VD
R4
L1
R3
Сбл1
Сбл2
R1
R2
+Еп
Рис. 1.16. Принципиальная схема автогенератора с
электронной перестройкой частоты
Для перестройки частоты используется варикап, ёмкость которого зависит
от приложенного к нему обратного напряжения смещения Св=С0/(1+U/φк)γ,
где С0 – ёмкость варикапа при нулевом смещении, φк – контактная разность
потенциалов,   показатель степени, зависящий от типа p-n-перехода. Для
резких переходов  = 0,5, для сверхрезких  от 1 до 2. Приближённо
C в  A  , где А = const.
u
Cв
f
C0
U
U
Рис.1.17. Зависимость ёмкости
варикапа от напряжения
Рис. 1.18. Зависимость частоты генератора
от напряжения на варикапе
19
Часто требуется линейная зависимость частоты от напряжения смещения. Для этого, согласно формуле Томсона   LC 0.5 , требуется варикап, у
которого C в  Аu 2 , т.е. варикап со свехрезким переходом. Однако такие
зависимости удаётся получить лишь в сравнительно узком диапазоне напряжений – от 6 до 8 вольт. Поэтому варикапы со сверхрезкими переходами
применяют не столь широко, как обычные варикапы с резкими переходами
[11].
Основными характеристиками ПГ являются диапазон перестройки частоты, крутизна и линейность модуляционной характеристики (зависимости
частоты от модулирующего напряжения), стабильность средней частоты при
изменении питающего напряжения и температуры, выходная мощность,
глубина паразитной амплитудной модуляции. Требования к характеристикам
ПГ во многом являются противоречивыми. Например, чем больше необходимая перестройка частоты, тем труднее обеспечить высокую линейность
модуляционной характеристики. Поэтому в каждом конкретном случае
приходится обеспечивать выполнение наиболее важных требований. Например, в ПГ, предназначенном для устройства с ФАПЧ, высокая линейность
модуляционной характеристики не требуется; при использовании их в синтезаторах желательно иметь широкий диапазон перестройки частоты.
Статическая модуляционная характеристика (СМХ) – зависимость частоты генератора от управляющего напряжения (напряжения на варикапе). В
относительных переменных она может быть представлена в виде ряда:
y(ε)=S1ε+ S2ε2+ S3ε3+…
где y=Δf/f – относительное изменение частоты, ε=ΔU/U - относительное
изменение управляющего напряжения, S1 – крутизна статической модуляционной характеристики, коэффициенты S2 , S3 и т.д. характеризуют нелинейные искажения при модуляции.
Коэффициент перекрытия по частоте Кf = fmax/fmin максимален при полном включении варикапа в контур. Ограничение перестройки обусловлено
допустимыми пределами изменения ёмкости варикапа, включенного в колебательную систему автогенератора, при заданном изменении смещения на
нём. Эти пределы оказываются на самом деле ещё меньше из-за наличия
значительного высокочастотного напряжения на варикапе. Приходится
сужать допустимый диапазон изменения напряжения смещения, чтобы
избежать пробоя или отпирания p-n-перехода.
Недостаток полного включения – высокая чувствительность к изменениям напряжения питания. Поэтому практически часто используют частичное
включение варикапа в контур автогенератора (рис. 1.19). Коэффициенты
включения
20
p1 = iв/iконт= Сэкв/(Ск+Сэкв)
- коэффициент включения управляющей ветви в контур автогенератора,
p2 = uв /uконт = Сcв /(Ссв+Св)
- коэффициент включения варикапа в управляющую ветвь.
Cсв
Uконт
Lк
iконт
Ск
VD
Uв
iв
Рис.1.19. Неполное включение варикапа в контур
автогенератора.
При неполном включении крутизна СМХ S1 = -0,25p1p2 .
При этом нелинейные искажения второго порядка пропорциональны величине S2 = p1p2(3 p1p2 – 4p2+2) .
Отсюда следует, что при частотной модуляции для уменьшения нелинейных искажений надо использовать небольшие значения коэффициентов
включения варикапа в контур автогенератора.
Варикап уменьшает добротность контура, что является дополнительной
причиной ухудшения стабильности частоты колебаний автогенератора.
Поэтому, как правило, при использовании прямых методов частотной модуляции необходимы дополнительные меры для стабилизации средней частоты,
например – ФАПЧ.
ГУН с двумя варикапами. При работе варикапа с перестраиваемым генератором на постоянное напряжение накладывается высокочастотное
напряжение от автогенератора, которое также влияет на результирующее
значение ёмкости. Величина соответствующего приращения ёмкости равна[22]:
ΔС = 0,1Св0m2c ,
21
где Св0 – ёмкость варикапа при отсутствии переменного напряжения,
mc= Uвч/ (Е0+ φк) – отношение амплитуды высокочастотного напряжения на варикапе Uвч к сумме приложенного к нему постоянного напряжения Е0 и контактной разности потенциалов φк .
Это нелинейное приращение ёмкости зависит от ряда дестабилизирующих факторов и ухудшает параметры ГУН. Для уменьшения этого приращения применяют два варикапа, включенные навстречу друг другу.
C1
U0
R0
Lбл
Rэ
VD1
U
C2
C3
R2
L1
VD2
Сбл1
R1
Сбл2
-Еп
Рис. 1.20. ГУН с двумя варикапами
Монолитные ГУН [17]. К 1995 исследователи ведущих университетов
технической литературе опубликовали работы по монолитным интегральным
схемам ГУН. В этих отчётах раскрыты некоторые из первых примеров современных монолитных LC-резонаторов ИС ГУН. В 1996-1997 появилось большое число статей, описывающих работу монолитных ИС ГУН в различных
применениях. Монолитные ГУН были разработаны как по ВЧ биполярной
технологии, так и на основе кремниевых КМОП технологий. Примеры таких
схем приведены в приложениях к данному разделу.
22
1.7. Автогенераторы на приборах с отрицательным сопротивлением. Диодные генераторы.
Принцип действия и характеристики диодных генераторов. Диодный генератор (ДГ) состоит из полупроводникового диода и внешней относительно него
электромагнитной цепи. При анализе генератора диод удобно рассматривать
как двухполюсник с полным сопротивлением Zд = rд + jXд , активная составляющая которого отрицательна.
Если ток i = I1sinωt и напряжение u = U1sin(ωt+φ) на входе двухполюсника изменяются по гармоническому закону с частотой ω = 2πf , то
средняя за период мощность, выделяемая двухполюсником, равна:
T
1
Pд   iudt  0,5I 1U 1 cos  .
T0
Активная составляющая полного сопротивления отрицательна при
0,5π≤φ≤1,5π. Это означает, что двухполюсник выделяет во внешнюю цепь
энергию ВЧ колебаний за счёт преобразования энергии источника питания.
Вольтамперная характеристика двухполюсника с отрицательным сопротивлением имеет падающий участок, расположенный между двумя участками с положительным наклоном.
В зависимости от физической природы двухполюсника возможны ВАХ
двух типов: S-типа и N-типа (рис. 1.21). К первой группе относятся лавиннопролётные диоды ЛПД, ко второй – диоды с междолинным переносом МПД
(диоды Ганна), туннельные диоды.
i
i
i
а
)
u
б
u
в
Рис 1.21. Вольт-амперные характеристики
двухполюсников с отрицательным сопротивлением
u
23
Генераторы на туннельных диодах [3].
1.Туннельный диод – прибор с ВАХ N-типа; при этом колебательная система в точках подключения генератора тока должна иметь параллельный
резонанс.
2. Участок с отрицательной крутизной существует при очень малых
напряжениях. Чтобы диод проявлял себя как АЭ автогенератора, напряжение
питания должно быть в пределах от 0,1 до 0,6 В.
3. Существование участка с отрицательной крутизной не только на динамической ВАХ, но и на статической характеристике приводит к необходимости обеспечить устойчивость рабочей точки по постоянному току.
4. Наличие отрицательного участка динамической ВАХ может вызвать
R1
Rист
I1
I2
+
+
R2
U0
Епит
I0

U0
E/

I0
а)
б)
Рис. 1.22. Схема питания туннельного диода.
самовозбуждение паразитных колебаний в неявных колебательных контурах,
C2
R1
UВЫХ
1
+
Епит

C3
Lбл
R2
Cбл
С1
L1
Рис. 1.23. Принципиальная схема автогенератора
на туннельном диоде
связанных с конструкцией автогенератора.
На рис 1.22 приведены принципиальная а) и эквивалентная б) схемы
питания туннельного диода. В этих схемах должно выполняться условие:
Rист 1 G0,
где G0 = dI/dU – крутизна статической ВАХ туннельного диода в рабочей
точке. Применяя это условие к вариантам, изображённым на рис. 1.21, видим,
что рабочая точка на рис. 1.21в неустойчива. Практически устойчивость
рабочей точки на участке с отрицательной крутизной обеспечивается при
достаточно малых сопротивлениях R2.
Принципиальная схема автогенератора приведена на рис. 1.23, расчёт –
24
в источнике [3], стр. 154-156. Для стабилизации частоты используется
кварцевый резонатор (рис. 1.24). Параметры контура на этом рисунке необходимо выбирать из условия резонанса 1/(L1C1)1/2=ωкв .
C1
L1
R1
Рис. 1.24.
Принципиальная схема
кварцевого автогенератора
на туннельном диоде
+
Епит

R2
Cбл
R3
Контрольные вопросы.
1. Чем отличается мягкий режим самовозбуждения автогенератора от
жёсткого?
2. Напишите, как связан коэффициент обратной связи с параметрами ёмкостной (индуктивной) эквивалентной трёхточечной схемы автогенератора?
3. Какие элементы автогенератора определяют частоту его колебаний?
4. Как влияет добротность контура на стабильность частоты колебаний
автогенератора?
Задачи и упражнения к разделу Автогенераторы !. из файла 50 вопросов
5-1.Автогенератор. Какая эквивалентная схема неверна?
C3
C
L2
L1
L
C1
C2
C
C1
L1
L
L2
C2
1
2
3
5-2. Автогенератор. Коэффициент обратной связи равен:
C
1)kос = C / L1
2)kос = L2 / C
3)kос = L2 / L1
4)kос = L1 / L2
L2
L1
4
25
5-3. Автогенератор. Коэффициент обратной связи равен:
C3
C1
1) kос = С2 / С1
2) kос = С3 / С2
3) kос = L / С3
4) k ос = С1 / С2 5) kос = С1 / C3
6) kос = С2 / L
L
C2
5-5. К какой эквивалентной схеме сводится двухконтурный автогенератор?
C3
L1
L2
C1
C2
1
2
3
5.6. К какой эквивалентной схеме сводится двухконтурный автогенератор?
5.7. Автогенератор. Эквивалентное сопротивление нагрузки в коллекторной
1
2
3
цепи равно:
1) Rк  Q
3) Rк  Q
C2
C1
2) Rк  Q
C 22
C1  C 2 2
C12
C1  C 2 2
4) Rк  Q
C 22
C12
L
C2
5) Все формулы неверны
(Q – добротность, ρ – характеристическое сопротивление контура)
C1
26
5.8. Автогенератор. Эквивалентное сопротивление нагрузки в коллекторной
цепи транзистора равно:
1) Rк  Q
3) Rк  Q
L2
L1
2) Rк  Q
L22
L1  L2 
4) Rк  Q
2
L12
L1  L2 
C
2
L2
L22
L12
L1
5) Все формулы неверны
(Q – добротность, ρ – характеристическое
сопротивление контура)
5.9. Кварцевый автогенератор. Какая эквивалентная схема кварцевого автогенератора, приведённого на рис. 1.13, верна при fген = fкв?
C3
C1
C
L2
L
C1
L1
L
L1
C2
C
L2
C2
1
2
3
4
5.10. Кварцевый автогенератор (рис. 1.13) возбуждается на частоте 3fкв при
одном из следующих условий:
1)
1
4 3 f кв  C 2
2
2
 Lбл1 
1
1
; 2) Lбл1 
;
2 2
2
16 f кв С1
4 f кв С1
2
3) Lбл2 
1
;
4 f кв2 С1
2
4) все формулы неверны.
Приложение 1. Интегральные схемы – автогенераторы.
MAX2620
19-1248; Rev 1; 5/98. 10MHz to 1050MHz Integrated RF Oscillator with Buffered Outputs.
27
Рис. П1.1. Пример использования ИС MAX2620 в качестве генератора
управляемого напряжением а диапазоне частот 900 МГц
Общее описание.
MAX2620 объединяет малошумящий генератор с двумя выходными буферами в дешёвой пластиковой сверхмалой упаковке. Устройство имеет
прекрасные характеристики, обычно получаемые с дискретными компонентами. Генератор имеет низкий фазовый шум при правильном согласовании с
внешними элементами в цепи настройки варактора. Предусмотрены два
буферных выхода для возбуждения миксеров или прескалеров. Буферы
обеспечивают изоляцию генератора от нагрузки и предотвращают затягивание частоты генератора при изменениях импеданса нагрузки. Потребляемая
мощность обычно 27 мВт в рабочем режиме при напряжении питания 3 В.
Рассеиваемая мощность в дежурном режиме 0,3 мкВт. Напряжение питания
MAX2620 – от +2,7 до +5, 25 вольт.
Генератор с общим коллектором с отрицательным сопротивлением; использует внутренние паразитные элементы ИС в цепи база-эмиттер для
формирования отрицательного сопротивления. Транзисторный генератор
оптимизирован для малошумящей работы. Предусмотрены выводы базы и
эмиттера для присоединения внешних элементов - конденсатора обратной
связи и резонатора. Резонансная цепь, настроенная на определённую частоту,
присоединяется к базовому выводу и вызывает колебания. Варактор может
использоваться в резонансной цепи для управления частотой генератора,
создавая таким образом ГУН. Генератор имеет внутреннее смещение к
оптимальной рабочей точке; к выводам базы и эмиттера необходимо
присоединять конденсаторы из-за наличия напряжения смещения. Логически
управляемый вывод SHDN выключает смещение.
Выходные буферы с открытым коллектором (конфигурация - дифференциальная пара) обеспечивают изоляцию генератора от нагрузки. Обеспечена
28
изоляция и между выходами буферов, когда один возбуждает миксер, а
другой – прескалер. Токая изоляция предотвращает влияние шума прескалера
на спектральную чистоту сигнала генератора.
Параллельный резонансный контур, присоединённый к выводу TANK,
должен иметь положительную реальную компоненту проводимости, максимальное значение которой равно половине величины отрицательной реальной
части проводимости генератора.
Так же, как и реактивная компонента противоположна по знаку реактивной составляющей генераторного устройства. Поддержка величины реальной
компоненты проводимости резонансного контура меньше, чем половина
величины отрицательной реальной части проводимости транзистора гарантирует самовозбуждение генератора. После самовозбуждения генератора
отрицательное сопротивление уменьшается первоначально за счёт сжатия
усиления и достигает равновесия с реальной компонентой в цепи резонансного контура. Выполняя резонансную цепь с перестраиваемой реактивностью,
например, с помощью варикапа, можно перестраивать частоту генератора в
диапазоне, пока сохраняется отрицательное сопротивление генератора.
Рис. П. 1.2. Конфигурация выво дов ИС MAX2620
Отрицательное сопротивление на
выводе TANK интегральной схемы
MAX2620 может быть оптимизировано правильным выбором емкостей
обратной связи С3 и С4.
For example, the one-port
characteristics of the device are
given as a plot of 1/S11 in the
Typical Operating Characteristics.
1/S11 is used because it maps
inside the unit circle Smith chart
Рис. П1.3. Стабильный генератор 10 МГЦ
29
when the device exhibits negative resistance (reflection gain).
17. APPLICATION NOTE 1768 Tracking Advances In VCO Technology. Oct 21,
2002. www.maxim-ic.com
19-1528; Rev 0; 8/99
Таблица П1. Параметры интегральных ГУН
MAX2622/MAX2623/MAX2624
30
Генераторы управляемые напряжением
MAX2622/MAX2623/MAX2624
выполнены в топологии LC-генераторов интегрируют все компоненты в чипе.
Такой полностью монолитный подход обеспечивает крайне лёгкое использование ГУН, эквивалентное модулям ГУН. Частота управляется напряжением,
приложенным к выводу TUNE, присоединённому непосредственно к варактору. Ядро ГУН (oscillator core) использует дифференциальную топологию,
обеспечивая стабильную частоту в зависимости от напряжения питания и
улучшенную защиту от вариации нагрузки. Дополнительно имеется буферный усилитель, обеспечивающий изоляцию ядра генератора от вариаций
нагрузки и усиление выходной мощности.
Выходной буферный усилитель выполнен в виде каскада с общим эмиттеДиапазон рабочих частот
855MHz to 881MHz (MAX2622)
885MHz to 950MHz (MAX2623)
947MHz to 998MHz (MAX2624)
ЯДРО
Рис. П1.4. Структура ГУН семейства MAX26хх
ром с интегрированной в чипе с подтягивающей вверх индуктивностью на
выходе. Внешний шунтирующий конденсатор оптимизирует согласование с
нагрузкой 50 Ом. Выходной усилитель имеет собственные выводы питания
VCC и земли GND для минимизации эффектов влияния нагрузки (load-pulling
effects). Уровень сигнала на выходе усилителя достаточен для возбуждения
большинства RF- смесителей. Рекомендуемые величины ёмкостей конденсаторов С1 и С2 приведены в таблице.
Вход настройки обычно присоединяется к выходу контурного фильтра
ФАПЧ. Необходимо минимизировать шумы на этом выводе, так как они
непосредственно преобразуются в флуктуации частоты и ухудшают характеристики фазовых шумов генератора. Простой RC- фильтр с узкой полосой
может потребоваться при испытаниях для фильтрации шума источника
напряжения, подключенного к настроечной линии.
31
MAX2750/MAX2751/MAX2752
Для этой серии интегральных схем диапазон рабочих частот указан в
следующем виде:
MAX2750: 2400MHz to 2500MHz (Zero IF)
MAX2751: 2120MHz to 2260MHz (240MHz to 280MHz IF)
MAX2752: 2025MHz to 2165MHz (335MHz to 375MHz IF)
Рис П1.5. Настроечные характеристики ГУН
3
5
0.5
0.5
3
Рис. П1.6. Обратите внимание - размеры указаны в миллиметрах
Библиография
32
1. B.N. Scott, G.E. Brehm, Monolithic Voltage Controlled Oscillator for X- and
Ku-bands, IEEE Trans. Microwave Theory & Tech., Vol. MTT-30, No. 12, December 1982, pp. 2172-2177.
2. B.N. Scott, M. Wurtele, B.B. Cregger, A Family of Four Monolithic VCO MIC's
Covering 2-18GHz, Monolithic Circuits Symposium Digest, 1984, pp. 54-61
3. N.M Nguyen, R.G Meyer, A 1.8GHz Monolithic LC Voltage-Controlled Oscillator, IEEE JSSC, Vol. 27, March 1992, pp. 444-450.
4. P. Basedau and Q. Huang, A 1GHz, 1.5V Monolithic LC Oscillator in 1um
CMOS in Proc. of 1994 European Solid State Circuits Conference; Ulm, Germany,
Sept. 1994, pp. 172-175.
5. J. Craninckx and M. Steyaert, Low-Noise Voltage Controlled Oscillators Using
Enhanced LC-tanks, IEEE Trans. Circuits and Sys. -II, Vol. 42, Dec. 1995, pp. 794804
6. M. Soyuer. K.A. Jenkins. J.N. Burghartz and M. D. Hulvey. A 3V 4GHz nMOS
Voltage-Controlled Oscillator With Integrated Resonator. IEEEJ. Solid State
Circuits. vol.31. pp.388-389. Dec. 1996
7. B. Razavi.. A 1.8GHz CMOS Voltage-Controlled Oscillator. In ISSCC Dig.
Tech. Papers. 1997. pp.390- 391.
9. L. Dauphinee. M. Copeland and P. Schvan. A Balanced 1.5GHz VoltageControlled Oscillator With an Integrated LC Resonator. In ISSCC Dig. Tech
Papers. 1997. pp.390-391.
10. A. Ali and J.L. Tham. A 900MHz Frequency Synthesizer With Integrated LC
Voltage-Controlled Oscillator. In ISSCC Dig. Tech. Papers. 1996. pp. 390-391.
11. B. Jansen. K. Negus and D. Lee, Silicon Bipolar VCO Family For 1.1-2.2GHz
With Fully Integrated Tank and Tuning Circuits. in ISSCC Dig. Tech Papers. 1997.
pp. 392-393.
12. M. Zannoth, B. Kolb, J. Fenk, and R. Weigel. A Fully Integrated VCO at 2GHz.
IEEEJ. Solid-State Circuits. vol.33. pp. 1987-1991. Dec. 1998.
13. P. Kinget. A Fully Integrated 2.7V 0.35um CMOS VCO for 5GHz Wireless
Applications. In ISSCC Dig. Tech. Papers. 1998. pp.226-227.
14. T. Liu. A 6.5GHz Monolithic CMOS Voltage-Controlled Oscillator. In ISSCC
Dig. Tech. Papers. 1999, pp. 401-405.
15. C. Lam and B. Razavi. A 2.6GHz/5.2GHz CMOS Voltage Controlled Oscillator. In ISSCC Dig. Tech. Papers. 1999, pp. 402-403.
16. D.B. Leeson, A Simple Model of Feedback Oscillator Noise Spectrum, Proceedings of the IEEE, Vol. 54, Feb. 1966, pp. 329-330
17. A. Hajimiri and T.Lee, A General Theory of Phase Noise in Electrical Oscillators, IEEE JSSC, Vol. 33 no. 2, Feb. 1998, pp.179-194
18. A. Hajimiri and T. Lee, Design Issues in CMOS Differential LC Oscillators,
IEEE JSSC, May 1999.
19. C. Hung and K. O. Kenneth. A Packaged 1.1GHz CMOS VCO With Phase
Noise of -126dBc/Hz at a 600KHz offset. IEEEJ. Solid-Stated Circuits. vol.35, pp.
100-103. Jan. 2000.
33
БИБЛИОГРАФИЯ ПО ТЕМЕ КОМПОНЕНТЫ БЕСПРОВОДНЫХ СИСТЕМ
Электронные компоненты» №5’ 2003
ЛИТЕРАТУРА ПО ТЕМЕ «КОМПОНЕНТЫ БЕСПРОВОДНЫХ СИСТЕМ»2
1. Бушминский И.П., Морозов Г.В. Технологическое проектирование микросхем СВЧ. – М.: Изд-во МГТУ, 2001. – С. 356
2. Разевиг В.Д., Курушин А.А., Потапов Ю.В. Проектирование СВЧустройств с помощью пакета программ Microwave Office/ Под ред. В.Д.
Разевига. – М.: Солон-Р, 2002 (в печати).
3. Поляков В. Техника радиоприема. Простые приемники. – М.: Изд-во ДМК
Пресс, 2001. – С. 246
4. Петухов В.М. Биполярные транзисторы средней и большой мощности СВЧ
и их зарубежные аналоги. – М.: Изд-во КУбК-А, 1997. – С. 544
5. Григорьев В.А. Организация деятельности в области радиосвязи. – М.: Издво Эко-Трендз, 2001. – С. 270
6. Головин О.В. Радиосвязь. – М.: Изд-во Горячая линия – Телеком, 2001. – С.
286
7. Орлов С.В. Сети и сетевые технологии. Англо-русский словарь. – М.: Издво СОЛОН, 1997. – С. 301
8. Карташевский В.Г. Сети подвижной связи. – М.: Изд-во Эко-Трендз, 2001.
– С. 299
9. Уайндер С. Справочник по технологиям и средствам связи. – М.: Изд-во
Мир, 2000. – С. 427
10. Носов Ю. Энциклопедия отечественных антенн. – М.: Изд-во Солон-Р,
2001. – С. 252
11. Фриск В.В. Обзор ВЧ- и СВЧ-компонентов, выпускаемых фирмой
Mitsubishi Electric Corporation/ Под ред. В.М. Халикеева (ISBN 8-87835-046-7)
12. Фриск В.В. СВЧ-транзисторы фирмы Ericsson/ Под ред. В.М. Халикеева. –
М.: Изд-во ДОДЭКА, 2000.
34
Рис. П1.1. Ядра монолитных ГУН на
полевых и биполярных транзисторах
35
2. Синтезаторы частот
2.1. Основные характеристики и параметры синтезаторов частот
В современных передатчиках в качестве возбудителей используют синтезаторы частот – устройства, создающие колебания дискретной сетки частот,
синтезируемых из колебаний нескольких или одного эталонного генератора с
высокой стабильностью эталонной частоты. В качестве эталонного обычно
применяют кварцевый автогенератор, а в наиболее ответственных случаях
используют квантовые стандарты частоты, относительная нестабильность
которых не хуже 10-1010-12.
Для оценки свойств синтезаторов частот используют следующие основные параметры:
 диапазон рабочих частот fминfмакс;
 шаг дискретной сетки частот Fс или количество рабочих частот:
N
f макс  f мин
1
Fс
(Fс – от долей герца до нескольких десятков килогерц, N = 10105);
 долговременная относительная нестабильность рабочей частоты;
 фазовые шумы;
 коэффициент подавления побочных колебаний, характеризующий отношение мощности рабочего колебания Pраб к мощности побочного Pпоб на
выходе синтезатора:
D  10 lg
Pраб
Pпоб
(по действующим нормам D  40  60 дБ, в отдельных случаях требуется D  100 дБ);
 время перехода с одной рабочей частоты на другую;
 мощность колебаний на выходе синтезатора (обычно 110 мВт, поскольку удовлетворить другим перечисленным требованиям гораздо легче на
малом уровне мощности).
Для формирования дискретной сетки частот наиболее широко используются две группы методов – 1) методы прямого синтеза и 2) методы непрямого синтеза. В синтезаторах прямого синтеза выходное колебание формируют непосредственно из эталонного, выделяя нужную частоту узкополосными фильтрами. В синтезаторах непрямого синтеза выходной сигнал
вырабатывают в перестраиваемом по частоте генераторе (ПГ), текущая
частота которого непрерывно сравнивается с эталонной и поддерживается с
высокой точностью с помощью системы частотной или фазовой автоподстройки частоты.
36
Обычно синтезаторы сетки частот состоят из двух блоков: датчика
опорных частот (ДОЧ) и датчика сетки частот (ДСЧ). В ДОЧ формируются
вспомогательные колебания опорных частот, из которых в ДСЧ синтезируются выходные колебания с заданной частотой.
В радиопередающей аппаратуре наиболее широко используются синтезаторы с шагом сетки Fс = 10k Гц, где k – целое положительное или отрицательное число, или нуль. При этом значения частот, образующих сетку,
описываются соотношением
m
f в ых  nm 10 m 1 Fc  nm 110 m  2 Fc    n1 Fc   ni 10 i 1 Fc ,
i 1
где все ni могут принимать целочисленные значения от 0 до 9, m  число
значащих цифр в относительном значении максимальной частоты f м акс F на
c
выходе синтезатора .
2.2. Пассивные синтезаторы (метод прямого синтеза )
Метод прямого синтеза частот основан на использовании операций
сложения, вычитания, умножения и деления частот, формируемых от одного
высокостабильного
кварцевого
генератора.
Генератор
Селектор
Примером простейшего являетЗГ
гармоник
гармоник
ся синтезатор, структура которого
приведена на рис. 2.1. Из колебаний
эталонного кварцевого задающего
Рис.2.1. Структурная схема датчика
генератора ЗГ с помощью нелинейопорных частот с умножителем частоты.
ного преобразователя (генератора
гармоник) формируют последовательность очень коротких прямоугольных импульсов. Если длительность этих
импульсов во много раз меньше их периода повторения, то их спектр богат
гармониками.
С помощью узкополосных
Датчик опорных частот
фильтров в селекторе гармоник
fэт
m1 fэт
m2 fэт
m3 fэт
выделяется сигнал требуемой
См
См
См
частоты. Степень подавления
нежелательных компонент на
выходе синтезатора определяется
Ф1
Ф2
Ф3
параметрами фильтров.
fв ых
В более сложных синтезато: 10
: 10
рах, построенных по методу
Рис. 2.2. Декадный синтезатор частот.
прямого синтеза, используется
декадный синтезатор (рис. 2.2).
Полосовые фильтры выделяют
37
сигналы суммарной частоты. Далее частота выделенного сигнала уменьшается в 10 раз делителем.
f вых  m3  f эт 
m2
m 1
f эт  1
f эт
10
100
m – коэффициент кратности частоты.
Добавление каждой новой декады уменьшает шаг формируемой сетки в
10 раз и во столько же раз увеличивает число формируемых частот.
2.3. Синтезаторы с фазовой автоподстройкой частоты
(косвенный метод)
Выделить нужную гармоническую составляющую с помощью резонансных систем простыми способами не удается, поэтому для выделения частотной составляющей в широком диапазоне частот применяют системы фазовой
автоматической подстройки частоты (ФАПЧ).
Структура кольца ФАПЧ показана на рис. 2.3, где обозначено: ДПКД –
ДПКД
Nfзг
ПГ
fзг
ЗГ
ФД
ФНЧ
УЭ
Рис. 2.3. Кольцо ФАПЧ в синтезаторе по методу
непрямого синтеза сетки частот
делитель с переменным коэффициентом деления, ФД – фазовый детектор, УЭ
– управляющий элемент (варикап генератора), ПГ – перестраиваемый генератор.
Выходное напряжение фазового детектора определяется разностью фаз
напряжений, действующих на его входах. Выходное напряжение ФД через
ФНЧ воздействует на УЭ, который изменяет частоту ПГ таким образом, что в
установившемся режиме частота его колебаний равна Nfзг, где fзг – частота
задающего генератора, N – коэффициент деления ДПКД. В качестве примера
на рисунке 2.4 приведена схема синтезатора, где используется два делителя –
с коэффициентами деления R и N.
Делитель
на R
Фазочастотный
детектор
Кварцевый
автогенератор
Фильтр
нижних
частот
Делитель частоты на N
Рис. 2.4. Синтезатор с двумя делителями частоты
Генератор
управляемый
напряжением
38
В схеме на рис. 2.4 отношение частоты выходного сигнала к частоте
кварцевого автогенератора равно N/R. При этом можно считать, что в схеме
обеспечивается дробный коэффициент умножения частоты, если N и R –
взаимно простые пары чисел. Такую схему синтезатора называют «интерполяционной»[14].
Широко распространены синтезаторы с дробными N-делителями в цепи
обратной связи (например - в передатчиках ADF7010, ADF7012, синтезаторах ADF4153, ADF4154, SAA8028). Делением частоты с помощью счётчиков
невозможно обеспечить дробный коэффициент деления, поэтому используют
следующий приём [15]. Пусть требуется получить коэффициент деления
N+L/M, где N, L и M – целые числа, причём M >L, N – целая часть коэффициента деления, L/M – его дробная часть. В течение первых L циклов деления
коэффициент деления ДКПД устанавливается равным N+1,а в последующих
M-L циклах равным N. Тогда средний за M циклов коэффициент деления
Nср = {(N+1)L+N(M-L)}/M = N+L/M.
При этом сигнал на выходе синтезатора будет иметь нужную частоту, но
с некоторым колебанием фазы, изменяющейся по периодическому закону.
Следовательно, спектр его будет содержать побочные составляющие, причём
уровень этих составляющих не будет превышать 20lg(ΔT/Tср) =20lg(ΔT·fср),
где ΔT – разность между максимальным и минимальным значениями периода
генерируемых колебаний, Tср и fср=1/ Tср – средние значения периода и
частоты соответственно.
Примеры интегральных схем PLL рассмотрены в п. 2.6.
2.4. Цифровые синтезаторы
Современные микросхемы широко используют прямой цифровой синтез
DDS – Direct Digital Synthesis. Это метод формирования аналогового сигнала
(обычно синусоидального) путём генерации сигналов в цифровой форме с
последующим цифро-аналоговым преобразованием. Такой способ имеет
следующие преимущества:
- возможность быстрого переключения частот без разрыва фазы;
- точное частотное разрешение, мелкий шаг сетки частот;
- широкий диапазон частот;
- возможность формирования сложных сигналов.
При современных технологиях цифровые синтезаторы очень компактны
и потребляют сравнительно мало энергии. Быстро падает цена таких микросхем.
39
Сигнал с заданной частотой формируется путём преобразования в тактовые моменты времени кода линейно нарастающей фазы в код значений
синусоидального сигнала с последующим цифроаналоговым преобразованием и низкочастотной фильтрацией.
Основное уравнение для цифрового синтезатора:
Fвых = kft/2n,
где Fвых – выходная частота,
k – код (бинарное настроечное слово),
ft – внутренняя тактовая (системная) частота,
n – ёмкость фазового накопителя (аккумулятора).
Частота на выходе цифрового синтезатора зависит от двух переменных –
тактовой частоты ft и бинарного числа k, программируемого в частотный
регистр. Это – настроечное слово FTW (frequency tuning word ) Минимальная
частота выходного сигнала получается при k = 1, максимальная – при
k=0,5·2n=2n-1, т.е. максимальная частота выходного сигнала равна половине
частоты тактовых импульсов (вспомните теорему Котельникова).
Настроечное слово (код частоты) загружается в частотный регистр последовательно или побайтно. Фактически это код дискрета фазы при заданном значении тактовой частоты:
Δφ = 2π/N = 2πFвых/ft ,
где N – число дискретов фазы.
Вычисление выборок гармонического сигнала сводится к преобразованию выборок пилообразной функции с выхода цифрового накопителя фазы
(фазового аккумулятора) в выборки синусоидального колебания. Цифровой
накопитель (аккумулятор) состоит из сумматора и регистра данных. С приходом каждого тактового импульса в сумматоре суммируются значения чисел,
записанных в регистре данных и частотном регистре, полученная сумма
переписывается вновь в регистр данных. Т.о. в накопителе формируется код
текущей фазы мгновенного значения выходного колебания. Как только
значение текущей фазы в накопителе превысит 2π, произойдёт переполнение,
в регистр данных запишется разность между последним значением текущей
фазы и 2π и процесс накопления фазы повторится.
При формировании сигнала с фиксированной частотой выход фазового
аккумулятора изменяется линейно, при этом соответствующий аналоговый
сигнал – пилообразный. Формирование отсчётов синусоидального сигнала
обеспечивается соответствующей кодовой таблицей, хранящейся в ПЗУ.
Используя симметрию синусоидальной волны, можно реализовать логику для
полной синусоиды лишь от четверти цикла данных от фазового аккумулятора. Остальные значения фазоамплитудная таблица генерирует обратным
чтением таблицы данных.
40
Современные синтезаторы DDS обычно изготавливают по субмикронной технологии на базе КMOП-логики с напряжением питания не более 3 В и
миниатюрных корпусов. Цены на них постоянно снижаются. Все это делает
синтезаторы DDS очень перспективными. Однако дискретизация и цифроаналоговое преобразование, которым подвергается сигнал в синтезаторах
DDS, накладывают и некоторые ограничения.
Например [16]:
• максимальная выходная частота не может быть выше половины тактовой
(на практике она еще меньше), но благодаря внедрению новых технологий
тактовая частота постоянно возрастает;
• отдельные побочные составляющие в спектре сигнала на выходе синтезатора DDS могут быть значительно больше, чем в синтезаторах, построенных на
основе системы ФАПЧ, так как спектральная чистота выходного сигнала
синтезатора DDS зависит от характеристик ЦАП;
• потребляемая синтезатором DDS мощность практически прямо пропорциональна тактовой частоте и может достигать единиц ватт для высокочастотных
синтезаторов, поэтому при высоких тактовых частотах такие синтезаторы
могут оказаться непригодными для устройств с батарейным питанием.
2.5. Сравнение методов синтеза частот.
Методы прямого синтеза предпочтительны в тех случаях, когда на выходе синтезатора требуется несколько когерентных сигналов с разными частотами. В прямых методах можно обеспечить сколь угодно малый шаг сетки
частот выходного сигнала (до тысячных долей герца) при использовании,
например, метода идентичных декад. Время переключения с одной частоты
на другую может быть доведено до единиц наносекунд.
Недостатки синтезаторов прямого синтеза – трудно получить сигнал с
высокой чистотой спектра: при преобразовании, умножении и делении частот
возникают побочные составляющие, увеличиваются шумовые компоненты.
Для повышения чистоты спектра приходится использовать большое число
фильтров, не всегда поддающихся микроминиатюризации.
При косвенных методах (активный синтез) выходной сигнал получают от
перестраиваемого генератора без каких либо нелинейных преобразований.
Поэтому основное преимущество косвенных методов – низкий уровень
побочных спектральных составляющих, достигающий – 115 дБ. Основные
узлы активных синтезаторов легче реализовать на интегральных микросхемах.
41
Недостатками методов активного синтеза являются: сравнительно большое время перестройки с одной частоты на другую, трудности уменьшения
шага сетки частот, возможность генерации выходного сигнала, частота
которого не соответствует установленной органами управления (при выходе
из строя кольца ФАПЧ, при ложных захватах по частоте системой ФАПЧ).
2.6. Интегральные схемы - синтезаторы с ФАПЧ (PLL)
Синтезатор в контуре ФАПЧ содержит фазочастотный детектор ФЧД
(PFD – Phase Frequency Detector), который сравнивает частоту сигнала на
выходе делителя в цепи обратной связи FN = FOUT/N с разделённой версией
частоты опорного генератора FPFD =FREF/R. Импульсы выходного тока фазочастотного детектора интегрируются и c помощью устройства перекачки
заряда (CP - Charge Pump) преобразуются в напряжение. Это напряжение
поступает через фильтр (Loop Filter) на ГУН (VCO – Voltage Controlled
Oscillator), уменьшая или увеличивая выходную частоту так, чтобы привести
среднее значение выхода фазочастотного детектора к нулю.
Входной делитель R уменьшает частоту опорного генератора до частоты
фазочастотного детектора ФЧД FPFD =FREF/R. Счётчик обратной связи
уменьшает выходную частоту в N раз для сравнения с частотой FPFD . В
положении равновесия две частоты равны и выходная частота равна
FVCO=N• FPFD .
Рис. 2.5.
R- делитель частоты с коэффициентом деления R,
PFD- фазочастотный детектор,
CP- зарядовая помпа,
LOOP FILTER- контурный фильтр,
VCO- генератор управляемый напряжением,
N- делитель частоты с коэффициентом деления N.
42
Счётчик N – двухмодульный, со счётчиками A и B:
N = BP + A,
где P – прескалерная величина.
При выборе микросхемы PLL необходимо учитывать следующие параметры
- фазовый шум,
- опорный спур,
- время захвата (lock time).
Фазовый шум. Для заданного уровня мощности несущей частоты фазовый шум синтезатора есть отношение мощности несущей к мощности в
полосе 1 Гц при определённом частотном сдвиге относительно несущей
(обычно 1 кГц для синтезатора). Выражается в dBc/Hz:
Sc(f) = 10log(PS/PSSB).
Опорный спур. Это артефакты в дискретном смещении частот, производимые внутренними счетчиками и перекачкой заряда на частоте PFD. Паразитные составляющие увеличиваются несогласованными токами вверх/вниз
...................
Паразитные
составляющие
-spur
Рис. 2.6. Фазовый шум
43
от зарядовой помпы CP, тока утечки CP и недостаточной фильтрацией
(decoupling) источников питания. В приёмнике эти паразитные сигналы
смешиваются с принимаемыми сигналами и уменьшают его чувствительность. В передатчиках усложняется фильтрация и ужесточаются требования к
линейности усилителей.
Для GSM максимально допустимая фазовая среднеквадратическая (СКО)
ошибка при приёме/передаче составляет 5 градусов. Реальные микросхемы
обеспечивают значительно меньшие значения [21](таблица 2.1)
Таблица 2.1. Фазовый шум для синтезаторов фирмы Analog Devices
Модель синтезатора
Фазовый шум, дБ
Фазовый шум, СКО,
градусы
ADF4111
-86
0,86
ADF4112
-89
0,62
ADF4113
-91
0,56
ADF4106
-92,5
0,45
Пример структуры для измерения фазового шума приведён на рис. 2.7.
Спектроанализатор
Рис. 2.7. Измерение фазового шума с помощью спектроанализатора
Время захвата. Это время перехода с одной частоты на другую. Для
GSM - 900 шаг равен 45 МГц, для GSM – 1800 составляет 95 МГц. Требуемый допуск 90 Гц и 180 Гц соответственно. PLL должна выполнить частотный шаг менее чем 1.5 длительности слота, где время для каждого слота 577
мкс.
Требования к другим элементам PLL.
Для опорного генератора с высоким качеством и низким фазовым шумом
рекомендуется семейство ADF406.
44
Генератор, управляемый напряжением, преобразует напряжение в частоту. Чем ниже KV, тем лучше фазовый шум ГУН.
Контурный фильтр. Полоса фильтра должна быть 1/10 от частоты PFD.
Увеличение ширины полосы контурного фильтра уменьшает время захвата,
но полоса не должна быть шире, чем PFD/5, для устранения риска нестабильности. Полоса может быть удвоена увеличением частоты PFD или тока CP.
Однако расширение полосы приводит к увеличению побочных продуктов и
фазового шума. Расширение полосы больше, чем PFD/5может вызвать нестабильность в контуре и срыв синхронизации. Запас по фазе 45 градусов является оптимальным для переходного процесса.
Рис. 2.8. Структура интегральной схемы семейства
синтезаторов ADF4110
Пример – семейство синтезаторов ADF4110 фирмы Analog Devices – на
рис. 2.8.
45
Синтезатор содержит R-делитель частоты опорного сигнала, двухмодульный прескалер, N-счётчик и фазочастотный детектор. Делители N и R –
программируемые с помощью 24-битового входного регистра.
.
ADF4111 – синтезатор PLL c целым коэффициентом деления N-делителя
(integer-N), способный работать до частоты 1.2 ГГц на входе приёмника Rfin.
В случае передатчиков, где выходной диапазон частот от 880 МГц до 915
МГц и где внутренняя опорная частота 200 кГц, желаемая величина N в
диапазоне от 4400 до 4575. В случае базовых станций диапазон радиочастот
для радиопередатчика от 925 МГц до 960 МГц.
Для системы GSM опорный сигнал обычно 13 МГц. Чтобы обеспечить
разнос между каналами 200 кГц, частоту опорного сигнала надо разделить на
65 с помощью R-делителя.
Синтезаторы PLL с дробными N-делителями.
Многие беспроводные системы связи нуждаются в быстром включении и
местных генераторах с низким фазовым шумом. Синтезаторы с целым N
требуют опорную частоту, которая равна разносу между каналами. Он может
быть низким, при этом необходим высокий коэффициент деления N. При
этом пропорционально возрастает фазовый шум. Низкая опорная частота
ограничивает время захвата (lock time PLL). Синтезаторы с дробными делителями - средство достижения как низкого фазового шума, так и быстрого
времени установления в ФАПЧ.
Способ предложен в начале 70 годов. В стандартных синтезаторах возможно деление радиочастотного сигнала только на целое число. Необходимость использования относительно низкой опорной частоты (определяемой
системным разносом каналов) приводит к высокой величине N в обратной
связи. Оба эти фактора имеют главное влияние на системное время установления и системный фазовый шум. Низкая опорная частота означает большое
время установления. Высокая величина N означает высокий фазовый шум.
Если использовать дробный делитель в обратной связи, можно использовать
высокую опорную частоту и спокойно достичь канального разноса (spacing).
Меньшее дробное число приводило бы к низкому фазовому шуму.
46
В действительности возможно выполнение дробного делителя за долгий
период времени переменным делением на два целых числа (например, деле-
ОГ
ИФД
ФНЧ
ГУН
5
1
НС
2
СЧ
3
4
N/N+1
M
q
N
Рис. 2.9. Структурная схема PLL-синтезатора сетки частот c
дробным делителем частоты в цепи обратной связи
ние на 2,5 можно получить последовательным делением на 2 и на 3).
Одиниз примеров структуры синтезатора с дробным делителем [14]
приведён на рис. 2.9. В состав дробного делителя входят цифровой
накопительный сумматор с объёмом М, счётчик с объёмом q и цифровой
делитель частоты N/N+1. Коэффициент деления N или N+1 зависит от
управляющего сигнала на выходе счётчика СЧ.
Делитель с дробным коэффициентом деления работает следующим
образом. Пусть в некоторый момент времени в накопительном сумматоре НС
и в счётчике СЧ записаны нули. Каждый импульс с выхода ГУН
одновременно поступает на счётчик СЧ и на делитель N/N+1. До тех пор,
пока число в счётчике не превышает значение q, коэффициент деления
делителя равен N+1. При переполнении счётчика СЧ после прохождения q
импульсов на его выходе в точке 4 появляется сигнал, под действием
которого коэффициент деления делителя изменяется и становится равным N.
Для последующих М-q импульсов коэффициент деления делителя остаётся
равным N. Когда заполнится ёмкость накопительного сумматора НС, его
выходной импульс переполнения(в точке 2) сбрасывает счётчик в исходное
состояние и процесс начинается вновь.
Таким образом, за М периодов следования импульсов опорного
генератора в точке 5 проходит q периодов сигнала с частотой f/(N+1) и M-q
периодов с частотой f/N. Это логическое условие выражается следующим
равенством:
47
Рис. 2.10. Фазовый шум и паразитные сигналы
ИС ADF4252
M/f0 = q(N+1)/f + (M-q)N/f.
Выразив отсюда выходную частоту через входную, получим
F = (N+q/M)f0.
Преимущества синтезаторов с дробным коэффициентом деления:
- значительное уменьшение фазового шума;
- значительное уменьшение времени установления (переходного процесса) lock time; например, дробный делитель ИС ADF4252 позволяет получить
время переходного процесса < 20 мкс, при целом коэффициенте деления N
время установления порядка 250 мкс;
- малый шаг сетки частот.
Недостатком PLL-синтезаторов с дробными делителями является повышенное содержание паразитных составляющих, т. к. хотя и средний коэффициент деления корректен, мгновенное деление – некорректно. Пример – на
рис. 2.10.
48
Приложение 2.1. Структура PLL-синтезатора ADF4252 с дробным делителем частоты в цепи обратной связи.
Рис. П.2.1. Структурная схема ИС ADF4252 - синтезатора
с дробным делителем в цепи обратной связи
49
Приложение . Синтезатор PLL SA8028
Philips Semiconductors Product data
2.5 GHz sigma delta fractional-N /760 MHz IF integer frequency synthesizers
2002 Feb 22
Общее описание.
SA8028 BICMOS содержит программируемые делители, зарядовые помпы и фазовые компараторы для ФАПЧ. Интегральная схема предназначена
для работы от 3В питания в карманных телефонах с низким потреблением
тока. Синтезатор работает с ГУН входом с частотой до 2,5 ГГц. Имеет полностью программируемые делители RF, IF и от опорного генератора.
Все коэффициенты деления вводятся через трёхпроводную последовательную программирующую шину. Делитель RF – дробный N-делитель с
программируемым целым отношением от 33 до 509 и дробным разрешением
от 22 программируемых бит.
Сигма дельта модулятор второго порядка используется для получения
дробного деления. Отдельные выводы питания и земли предусмотрены для
зарядовых помп и цифровых схем. VDDCP должно быть равно или больше,
чем VDD.
Ток зарядовой помпы полностью программируется, хотя ISET устанавливается внешним резистором на выводе RSET (см. ссылку к п. 1.5). Выходы
зарядовой помпы фазочастотного детектора позволяют выполнение пассивного контурного фильтра.
-------------------------------------------------------------------------------------
50
Синтезатор SA8028 (продолжение).
Частотные синтезаторы, подобные Philips Semiconductors’ SA8028, критичная часть PLL как для передачи звуков, так и для передачи данных. В
основе PLL – пять компонент (см. фиг. 4):
1) высокостабильный низкочастотный источник сигнала – обычно терморегулируемый кристаллический генератор (temperature controlled crystal oscillator TCXO) используется в системе как опорный генератор;
2) второй источник сигнала – обычно ГУН (VCO) – используется для генерации требуемой выходной частоты;
3) фазочастотный детектор (phase/frequency detector - PFD) используется для
сравнения двух сигналов по фазе и частоте;
4) контурный фильтр (loop filter - LPF) устраняет нежелательные шумы и
интегрирует выходной ток фазочастотного детектора для формирования
настроечного напряжения, управляющего частотой ГУН;
5) делитель в цепи обратной связи для понижения выходной частоты ГУН до
опорной частоты для сравнения.
SA8028 – двойной синтезатор: для радио (RF) и промежуточной (IF) частот до 2,5 ГГц и 760 МГц соответственно.
51
52
Основные характеристики синтезатора ADF4156
Полоса частот радиосигнала – до 6 ГГц
Напряжение питания от 2,7 до 3,3 В
Отдельный VP позволяет расширить настроечное напряжение
Программируемые токи зарядовой помпы
3-проводный последовательный интерфейс
Цифровой детектор захвата
Режим выключения питания
Выводы
совместимы
с
интегральными
схемами
синтезаторов
ADF4110/ADF4111/ADF4112/ADF4113/ADF4106/ ADF4153 and ADF4154
Программируемая фаза выходного радиосигнала
Проектирование контурного фильтра возможно с помощью ADISimPLL
Ускоренное время захвата
Общее описание
ADF4156 – синтезатор с дробным делителем, предназначен для выполнения
местных генераторов с преобразованием вверх или вниз для приёмников и
передатчиков. Содержит малошумящий цифровой фазочастотный детектор,
прецизионную зарядовую помпу, программируемый опорный делитель.
Программируемый дробный N-делитель основан на использовании сигмадельта (Σ-Δ) дробного интерполятора. Регистры INT, FRAC, и MOD определяют полный коэффициент деления N = INT + (FRAC/MOD).
ADF4156 содержит также схему сокращения времени переходного процесса
cycle slip reduction circuitry -CSR.
CYCLE SLIP REDUCTION FOR FASTER LOCK TIMES
В разделе Шумы и Спур отмечалось, что ADF4156 может быть оптимизирована по шумовым характеристикам. Однако в случае применения в системе
с быстрым захватом полоса контурного фильтра должна быть широкой и,
следовательно, фильтр не обеспечивает большое ослабление паразитных
сигналов. Использование CSR позволяет поддерживать узкую полосу фильтра
для уменьшения спура и получить быстрое время захвата.
53
Проскальзывание цикла происходит в случаях, когда полоса фильтра
меньше частоты фазочастотного детектора. Фазовая ошибка на входе детектора накапливается слишком быстро для коррекции PLL и зарядовая помпа
работает временами в неправильном направлении. Это существенно увеличивает время захвата. ADF4156 содержит схему устранения проскальзывания
цикла для расширения линейного диапазона PFD без изменения полосы
частот фильтра.
Когда ADF4156 обнаруживает, что может произойти проскальзывание
цикла, она резко увеличивает ток зарядовой помпы. При этом добавляется
или устраняется постоянный ток на входе контурного фильтра в зависимости от того, что необходимо - увеличить или уменьшить частоту. Эффект
проявляется в увеличении линейного диапазона фазочастотного детектора.
Если фазовая ошибка снова увеличивается до величины, при которой возможно новое проскальзывание цикла, ИС снова обращается к зарядовой
помпе. Это происходит до тех пор, пока не установится новое значение
частоты. Положительный эффект применения схемы сокращения переходного процесса показан на рис. П7.3
Рис. П7.3. Переходные процессы при скачке частоты 200
МГц от 5705МГц до 5905 МГц при использовании
схемы CSR и без неё
54
55
-4π
-2π
0
2π
4π
Рис. Идеализированная характеристика
фазочастотного детектора MAX9382
56
2.7. Интегральные схемы синтезаторов прямого
цифрового синтеза DDS
Таблица 2. Основные характеристики некоторых синтезаторов DDS
Тип
AD9830
AD9850
AD9854
AD9858
AD9951
Максимальная Управляющее
тактовая
слово, бит
частота, МГц
50
125
300
1000
400
32
32
48
32
32
Количество
разрядов
ЦАП
Потребляемая
мощность
мВт
10
10
12
10
14
300
480
2200
1900
200
Структура DDS синтезатора AD9854
57
Ниже описаны отдельные функциональные блоки
*(А) Программируемый умножитель REFCLK Multiplier опорного сигнала
служит для умножения частоты внешних тактовых импульсов
*(В) После фазового аккумулятора добавлен блок, позволяющий задерживать
синусоидальный сигнал в соответствии с фазовым настроечным словом,
которое в данной архитектуре равно 14 бит.
*(С) Инверсный SINC – блок перед ЦАП, компенсирующий характеристику
SIN(X)/X и обеспечивающий постоянную амплитудную характеристику в
полосе Найквиста.
*(D) Цифровой умножитель между ЗУ SIN-таблицы и ЦАП позволяет применить амплитудную модуляцию выходного синусоидального сигнала.
*(Е) Дополнительный высокоскоростной ЦАП, обеспечивающий косинусоидальный выходной сигнал от DDS. Это позволяет обеспечить I и Q выходы,
точно подобранные по частоте, амплитуде и квадратурные по фазе.
*(F) дополнительный компаратор, позволяющий преобразовать синусоидальный сигнал в прямоугольные импульсы. Это позволяет использовать DDS в
качестве генератора тактовых импульсов.
*(G) Могут быть добавлены частотно-фазовые регистры, позволяющие
перепрограммировать настроечные слова. Заполняется через один управляющий пин. Это позволяет использовать единственный входной вывод для
частотной манипуляции, программируя желаемые частоты «метки» и «паузы».
Имеются в наличии DDS- устройства, выполняющие все эти и другие функции и поддерживающие высокую внутреннюю скорость с частотами тактовых
генераторов до 300, а теперь и до 1000 МГц .
58
Литература
1. Устройства генерирования и формирования радиосигналов/ Под ред.
Г. М. Уткина. – М.: Радио и связь, 1994.
2. Радиопередающие устройства/ Под ред. В. В. Шахгильдяна. - М.: Радио и связь, 1996.
3. Петров Б. Е. Романюк В.А. Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах. – М.: Высшая школа, 1989.
4. Проектирование радиопередающих устройств / Под ред. В. В. Шахгильдяна. - М.: Радио и связь, 1993.
5. Шумилин М. С., Козырев В. Б., Власов В. А. Проектирование транзисторных каскадов передатчиков. – М.: Радио и связь, 1987.
6. Проектирование РПУ СВЧ / Под ред. Г. М. Уткина. – М.: Советское
радио, 1979.
7. Альтшуллер Г. Б. и др. Кварцевые генераторы. Справочное пособие. –
М.: Радио и связь, 1984.
8. Проектирование РПУ на транзисторах. Методические указания. –
Томск, ТИАСУР, 1987.
9. Проектирование радиопередатчиков / Под ред. В. В. Шахгильдяна. –
М.: Радио и связь, 2000.
10. Ладик А. И., Сташкевич А. И. Изделия электронной техники. Пьезоэлектрические и электромеханические приборы: Справочник. – М.: Радио и
связь, 1993.
11. Радиопередающие устройства / Под ред. О. А. Челнокова. – М.: Радио
и связь, 1982.
12. Данилин В. Н. Аналоговые полупроводниковые интегральные схемы
СВЧ. – М.: Радио и связь, 1985.
13.Рыжков А. В. Попов В.Н. Синтезаторы частот в технике радиосвязи.
М.: Радио и связь, 1991.
14. Белов Л. А. Синтезаторы частот и сигналов: Учебное пособие. - М.:
САЙНС-ПРЕСС, 2002.
15. Генераторы высоких и сверхвысоких частот: Учебное пособие/ О. В.
Алексеев, А. А. Голованов, А. В. Митрофанов и др. – М.: Высш. шк. 2003.
16. Владимир Макаренко. Синтезаторы частоты прямого цифрового
синтеза. www.chip-news.ru
17. Tracking Advances In VCO Technology. APPLICATION NOTE 1768.
Oct 21, 2002. http://www.maxim-ic.com.
18. SA8028 2.5 GHz sigma delta fractional-N/ 760 MHz IF integer frequency
synthesizers. http://www.semiconductors.philips.com.
19. ADF7012. Multichannel ISM Band FSK/GFSK/OOK/GOOK/ASK
Transmitter www.analog.com.
59
20. Mark Curtin and Paul O’Brien. Phase-Locked Loops for High-Frequency
Receivers and Transmitters – Part 1, 2, 3. www.analog.com.
21. Analog Dialogue 36-03 (2002). www.analog.com.
22. Шитиков Г. Т. Стабильные автогенераторы метровых и дециметровых волн. – М.: Радио и связь, 1983.
23. Controls Waveforms in Test, Measurement, and Communications By Eva
Murphy, Colm Slattery. Analog Dialogue 39-08, August (2005) Перевод статьи
(А. Власенко)– в журнале «Компоненты и технологии», 8/2006, стр. 52…55
(без рис. 9).
Приложение
Прямой цифровой синтез (DDS) и преобразование квадратурных сигналов в диапазон 800 – 2500 МГц с одной боковой полосой
Рик Кушинг
ВВЕДЕНИЕ
Технология прямого цифрового синтеза стремительно развивается, но
прямой синтез сигналов дециметрового и сантиметрового диапазонов пока
практически не осуществим и экономически не оправдан. Современные
лучшие микросхемы прямого цифрового синтеза (DDS) – такие как полнофункциональные 300-мегагерцовые ИС AD9852 с одинарным выходом и
AD9854 с квадратурным выходом – предоставляют возможность получить
сигнал с частотой в пределах нижней части УКВ диапазона – приблизительно
до 120 МГц. Предельное значение частоты в основном ограничивается
частотой подачи отсчетов DDS на выходной цифро-аналоговый преобразователь. Теоретически частота выходного сигнала не может превышать половины частоты отсчетов. В следующем поколение высокоскоростных DDS
синтезаторов частоты этот предел будет отодвинут; частота отсчетов будет
доходить до 900 МГц и частота выходного сигнала составлять 360 МГц.
Для того, чтобы воспользоваться преимуществами прямого цифрового
синтеза DDS в дециметровом и сантиметровом диапазонах, синтезатор DDS
обычно совмещается с генератором с ФАПЧ или преобразуется смесителем.
К сожалению, умножение частоты с помощью ФАПЧ нарушает целостность
сигнала, ухудшает разрешение по частоте и снижает скорость перестройки
частоты. Кроме того, преобразование сигнала с двумя боковыми полосами
(DSB) в однополосный (SSB) высокочастотный сигнал с помощью смесителя
может сделать трудной или невозможной фильтрацию выходного сигнала, а
также применение высококачественного гетеродина (LO) с фиксированной
частотой. Методы, которые используются для преодоления этих затруднений,
60
обычно заключаются в применении многостадийной ФАПЧ или каскадов
смеситель/фильтр/гетеродин.
Ниже предлагается усовершенствованный и экономически эффективный
подход к одностадийному преобразованию частоты вверх в диапазон 800–
2500 МГц с использованием вышеупомянутого полнофункционального
квадратурного DDS-синтезатора AD9854 и новой микросхемы квадратурного
модулятора AD8346, которая обладает погрешностью фазы не более 1° и
балансом амплитуд в пределах 0,2 дБ на частоте 1900 МГц. Однополосный
сигнал с подавленной несущей на выходе преобразователя имеет типичное
значение коэффициента подавления несущей и сигнала второй (ненужной)
боковой полосы более 36 dB во всем рабочем диапазоне частот. Кроме того,
все качественные характеристики сигнала, которые обеспечивает прямой
цифровой синтез (DDS), сохраняются, тогда как нежелательные продукты
преобразования минимальны. Подавления несущей и ненужной полосы на -36
дБ вполне достаточно для многих применений, и кроме того, это 4000кратное ослабление мощности нежелательного сигнала значительно упрощает
конструкцию выходного фильтра или повышает степень фильтрации в более
требовательных к качеству сигнала конструкциях.
Для того, чтобы выбрать верхнюю или нижнюю боковую полосу, нужно
просто поменять местами выходы квадратурных DDS сигналов: подать на
вход модулятора AD8346 сигнал I вместо Q и Q вместо I. Микросхема прямого цифрового синтеза (DDS) AD9854 может работать в различных режимах
модуляции (AM, FM, PSK и FSK). Это делает систему еще более удобной, так
как обеспечивает возможность цифровой и аналоговой коммуникации в
дополнение к такому достоинству, как генерация качественных сигналов.
Преобразование вверх DDS-сигнала – лишь один пример применения ИС
квадратичного модулятора AD8346. На практике данная микросхема может
преобразовывать любой квадратичный аналоговый сигнал (от постоянного
тока до 70 МГц) со столь же эффективным подавлением нежелательной
боковой полосы.
ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ВВЕРХ КВАДРАТУРНОГО СИГНАЛА В СИГНАЛ
SSB
Квадратурный модулятор AD8346 обеспечивает весьма высокие характеристики SSB-сигнала, позволяя переносить спектр модулирующего сигнала
непосредственно на частоту несущей, которая может составлять от 800 до
2500 МГц, с типичным значением коэффициента подавления нежелательной
полосы и несущей 36 дБ. Модулирующий сигнал может быть частотноманипулированным или стационарным, а также немодулированным или
широкополосным в пределах допустимой полосы спектра. На рис. 1 показана
структурная схема устройства на ИС AD9854 и AD8346 для преобразования
61
вверх квадратурного сигнала, синтезированного с помощью DDS, и получения сигнала SSB.
Рис. 1. Преобразование вверх
однополосного сигнала
При преобразовании квадратурного сигнала на два смесителя в ИС
AD8346 подаются синусоидальный и косинусоидальный сигналы несущей
частоты, которые образуются внутренним фазовращателем из внешнего
сигнала несущей частоты (проектировщик должен предусмотреть внешний
генератор).
На эти же смесители подаются синусоидальная и косинусоидальная составляющие модулирующего сигнала (отфильтрованный сигнал с выхода
синтезатора DDS) и они одинаковым образом преобразуются на фиксированную несущую частоту. Два выходных сигнала смесителей суммируются
внутри ИС AD8346 таким образом, что составляющие с одинаковой фазой
складываются, тогда как квадратурные компоненты вычитаются друг из друга
и подавляются. Итоговый результат (без дополнительной фильтрации) пред-
62
ставляет собой однополосный, с подавленной несущей, сигнал напряжения
величиной -10 dBm на нагрузке 50 Ом, с частотой равной сумме или разности
частот генератора несущей и модулирующего сигнала, плюс остаточный
сигнал подавленных несущей и ненужной боковой полосы.
Квадратурная модуляция, требующая прецизионно точного соотношения
фаз сигналов, отнюдь не новая концепция. Одним из первых случаев, пятьдесят лет назад, когда применялся метод квадратурной модуляции, было получение однополосного радиотелефонного сигнала; это называлось метод
фазирования. Однако метод фильтрации оказался более предпочтительным,
потому что получение точных квадратурных фазовых соотношений в болееменее широкой полосе частот было трудноосуществимо при помощи аналоговых методов. Оба метода подавления сигнала несущей частоты и ненужной
боковой полосы сначала применялись при невысоких значениях промежуточной частоты.
Микросхема прямого цифрового синтеза AD9854 обеспечивает цифровую точность выходных квадратурных сигналов (типичная точность – две
десятых градуса) в полосе частот от постоянного тока до более 120 МГц при
тактовой частоте 300 МГц. В примере, показанном на рис. 1, тактовая частота
может быть получена путем соответствующего деления частоты генератора
несущей. Типичная погрешность фазы квадратурных сигналов ИС AD8346
составляет 1 градус при частоте выходного сигнала от 800 до 2500 МГц. Эта
микросхема заключает в себе "чипсет", пригодный для использования во
многих схемах цифровой и аналоговой связи, от широкополосных до телевизионных.
Чтобы по-настоящему оценить достоинства квадратурного преобразования частоты, может быть поучительным сравнить два популярных метода
генерирования сигналов дециметрового и сантиметрового диапазонов: умножение частоты с помощью прямого цифрового синтеза и ФАПЧ (DDS/PLL) и
одностадийное преобразование частоты с помощью смесителя.
УМНОЖЕНИЕ
ЧАСТОТЫ
С
ПОМОЩЬЮ
ЦИФРОВОГО СИНТЕЗА И ФАПЧ (DDS/PLL)
ПРЯМОГО
Умножение с помощью ФАПЧ частоты сигнала, генерированного методом прямого цифрового синтеза (DDS), является простым и недорогим
методом получения сигналов дециметрового и сантиметрового диапазонов,
но преимущества, которые дает DDS синтез, будут утрачены практически по
всем параметрам, включая значение фазового шума, время перестройки
частоты, разрешение по частоте и свободный от гармоник динамический
диапазон (SFDR). Применяется комбинация блоков DDS/ФАПЧ/ смеситель/фильтр, уменьшающая потери качества сигнала, но сложность и цена
63
такой много-каскадной системы могут быть неприемлемы. На рис. 2 показана
структурная схема системы DDS/PLL.
Фазовый шум на выходе системы ФАПЧ – это характерное и без труда
обнаруживаемое явление; этот шум увеличивается пропорционально коэффициенту умножения ФАПЧ (выраженному в дБ, 20·log fOUT/fIN). Например,
если частота DDS-сигнала умножается на 100 для получения сигнала с
частотой 1 ГГц с помощью ФАПЧ, фазовый шум на выходе в пределах
полосы частот системы ФАПЧ будет приблизительно на 40 дБ превышать
значение фазового шума в исходном сигнале. Кроме того, паразитные пики
(гармоники, "spurs") в пределах полосы частот системы ФАПЧ возрастут на
ту же величину. Это может привести к неприемлемому уровню паразитных
пиков, которые будут на 40 дБ больше по величине, чем в исходном DDSсигнале.
Графики спектров наглядно показывают, как ухудшается фазовый шум DDSсигнала после умножения его частоты на N = 64 схемой ФАПЧ, приведенной
на рис. 2.
Рис.2
На рис. 3 показан спектр DDS-сигнала с частотой 14 МГц на входе ФАПЧ, а
на рис. 4 показан спектр сигнала с частотой 896 МГц на выходе системы
64
ФАПЧ. Широкая шумовая "кайма" – это и есть проявление увеличившегося
фазового шума.
Чтобы проиллюстрировать влияние ФАПЧ на величину паразитных пиков,
DDS-сигнал был промодулирован для получения множества низкоуровневых
спектральных пиков вблизи основной частоты. На рис. 5 показан модулированный DDS-сигнал, который подавался на вход ФАПЧ, а на рис. 6 видно, что
пики, которые находились в пределах 30-килогерцевой полосы ФАПЧ,
возросли. Обратите внимание, что амплитуда пиков, находящихся на расстоянии более 60 кГц от несущей, не изменилась. Фазовый шум и другие параметры системы не менялись.
Помимо увеличения фазового шума и увеличения уровней паразитных
гармоник, умножение частоты с помощью ФАПЧ неблагоприятно сказывается на многих других важных параметрах сигнала DDS, включая скорость
перестройки частоты и разрешение по частоте. Разрешение по частоте по
сравнению с сигналом DDS ухудшается в N раз, а скорость перестройки
частоты выходного сигнала будет определяться постоянной времени системы
ФАПЧ (и это время может в 10000 раз превышать время перестройки частоты
сигнала DDS).
УМНОЖЕНИЕ ЧАСТОТЫ С ПОМОЩЬЮ ПРЯМОГО ЦИФРОВОГО
СИНТЕЗА И СМЕСИТЕЛЯ (DDS/MIXER)
Лучший доступный для разработчика выбор при переносе спектра DDS
сигнала на частоту дециметрового и сантиметрового диапазонов – это использование смесителя. Преобразование не увеличивает сколь либо заметно
ни амплитуды паразитных гармоник, ни уровень фазового шума. Кроме того,
скорость перестройки частоты и разрешение по частоте сохраняются. Самое
большое препятствие, которое приходится преодолевать – это две боковые
полосы (DSB) в выходном сигнале: LO + DDS и LO – DDS и кроме того,
прямое прохождение сигнала несущей частоты LO.
65
На рис. 7 показан график спектра сигнала шириной 200 МГц, полученного с
помощью одиночного смесителя, с подавленной несущей (LO), который
иллюстрирует вышеупомянутые проблемы преобразования частоты. Две
боковые полосы отстоят на 50 МГц от не полностью подавленной несущей,
которая располагается посередине; частота несущей 1.04 ГГц. Это 50мегагерцовое расстояние представляет собой всего 5% при частоте 1 ГГц.
Фильтрация сигнала для подавления нежелательной боковой полосы и несущей при таких условиях чрезвычайно затруднена. Если же выходная частота
увеличивается до 2 ГГц, это может усложнить проблему до такой степени,
что фильтрация будет неосуществима. Для преодоления этой проблемы
разработчики, чтобы получить сигналы DSB (с двумя боковыми полосами) в
дециметровом или сантиметровом диапазонах, обычно применяют многостадийное преобразование частоты и фильтрацию; в этом сигнале боковые
полосы находятся на бóльшем расстоянии друг от друга и от несущей, что
облегчает процесс фильтрации, но значительно увеличивает сложность и
стоимость системы.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Квадратурная модуляция – это хорошо известный и экономичный метод
переноса сигнала DDS в область частот дециметрового и сантиметрового
диапазонов без какого-либо нарушения свойств DDS сигнала или потери его
качества. Квадратурный модулятор AD8346 упрощает этот процесс. Эта ИС
естественным образом дополняет микросхему синтезатора DDS AD9854,
имеющую дифференциальные квадратурные выходы. При наличии качественного генератора несущей нетрудно получить однополосный сигнал в
диапазоне дециметровых или сантиметровых волн. При имеющемся наборе
режимов модуляции ИС AD9854 такое устройство полностью (почти) обеспечивает формирование AM, FM, PSK, FSK сигналов дециметрового или
сантиметрового диапазонов. При наличии минимальных дополнительных
средств обработки AM сигналов с подавленной несущей на выходе DDS
(сигналов I и Q) можно реализовать схему передачи амплитудномодулированного SSB сигнала. На рис. 11 показано, каким образом к данным
ИС могут быть подключены внешние источники сигнала модуляции и управляющие устройства для реализации коммуникационных функций. Подавление ненужной боковой полосы и несущей на –36 дВ вполне достаточно для
многих применений, а дополнительная фильтрация выходного сигнала
становится гораздо менее трудной задачей в тех устройствах, где требования
к выходному сигналу выше. Соответствующая настройка баланса амплитуд и
фазового соотношения сигналов I и Q на выходе DDS может обеспечить
более глубокое подавление ненужной боковой полосы. Хотя ИС AD9854
была специально разработана для получения соответствующих выходных
сигналов без необходимости применения нескольких синтезаторов DDS для
получения этих сигналов, микросхема AD9854 – не единственный возможный
66
вариант комбинации DDS и квадратурного модулятора. Для получения пары
квадратурных сигналов могут быть использованы и другие ИС прямого
цифрового синтеза (DDS), например, AD9850, AD9851, а также ИС серии
AD983x.
Если синхронизировать две ИС цифрового синтеза (DDS), то это дает возможность получения квадратурных сигналов при надлежащей настройке
внутренних схем установки фазы. Для получения полного списка и информации об интегральных микросхемах DDS и цифровых модуляторах, а также
для доступа к руководствам по применению и техническим описаниям ИС,
обращайтесь в Информационный Центр DDS на сайте www.analog.com/dds.
Кроме того, считаем важным напомнить, что возможность независимого
программирования амплитуд сигналов I и Q в ИС AD9854 сильно упрощает
подстройку выходных сигналов. Ожидается, что относительная простота и
экономичность квадратурного получения SSB DDS сигнала с частотой более
2 ГГц должна поддерживать интерес разработчиков к применению этой
технологии в своих проектах. Она позволяет сохраняет все желательные
свойства DDS сигнала в сантиметровом диапазоне и в то же время значительно подавляет сигнал ненужной боковой полосы в сравнении с обычным
двухполосным (DSB) преобразованием частоты с помощью перемножителя.
67
68
Содержание
1.Автогенераторы …………………………………………………….1
1.1. Условия самовозбуждения и стационарного режима ………1
1.2. Эквивалентные трёхточечные схемы автогенераторов……..5
1.3. Практические схемы автогенераторов ……………………….6
1.4. Стабильность частоты автогенераторов …………….……….8
1.5. Кварцевая стабилизация частоты автогенераторов …………11
1.6. Перестраиваемые автогенераторы ……………………………16
1.7. Диодные генераторы …………………………………………..20
1.8. Контрольные вопросы, задачи и упражнения ……………….22
1.9. Приложение 1. Интегральные схемы – автогенераторы …....25
1.10. Монолитные ГУН. Библиография …………………………..30
2. Синтезаторы частот ………………………………………………….33
2.1. Основные характеристики и параметры синтезаторов частот..33
2.2. Пассивные синтезаторы (метод прямого синтеза частот) …….34
2.3. Синтезаторы с ФАПЧ (косвенный метод) ……………………..35
2.4. Цифровые синтезаторы ………………………………………….36
2.5. Интегральные схемы – синтезаторы с ФАПЧ (PLL)…………..39
2.6. Интегральные схемы – синтезаторы прямого цифрового
синтеза (DDS) …………………………………………………...51
Литература ……………………………………………………………57